CN106253733A - 基于改进型载波层叠的两h桥光伏逆变器漏电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，包括选择开关状态组合，所述方法包括：写出两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b并计算对应的光伏电池寄生电容电压之和V_c的值；按照维持光伏电池寄生电容电压之和V_c为V_dc的要求，挑选满足要求的开关状态；进行产生PWM驱动波形。该方法不仅能有效地抑制***漏电流，而且扩展方便,适用性强，成本低。

Description

基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法

技术领域

本发明属于电气工程领域的光伏发电技术，更具体地说，涉及一种基于改进型垂直载波层叠调制策略的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法。

背景技术

与传统逆变器相比，级联H桥多电平逆变器具有电网电流谐波小、开关频率低、滤波器体积小且易于模块化等优点，因此得到了越来越多学者的关注。

此外，级联H桥多电平逆变器每个模块的直流侧可由一块光伏板独立供电，使其独立MPPT控制成为可能，因此级联H桥多电平拓扑结构尤其适用于光伏并网逆变器。

由于级联H桥逆变器模块化结构，可以通过级联一定的数量达到并网所需的电压，因此可以省去起升压和隔离作用的变压器，进一步降低成本和提高功率密度。

但是，由于缺少变压器隔离，光伏板和电网之间存在直接的电气连接，会在光伏板和大地之间的寄生电容上产生漏电流，漏电流会影响***的效率、降低***可靠性、威胁人身的安全以及产生电磁干扰等，因此非常有必要对漏电流进行抑制。

目前，传统的漏电流抑制方法主要可以分为以下三种：1)使用改进的拓扑结构，如H5、H6等拓扑；2)采用无源滤波器，如共模电感、EMI滤波器等；3)寻求合适的调制策略。

然而，与单模块逆变器拓扑不同的是，级联H桥拓扑漏电流的成分不仅与本模块的输出相关，还与级联的其他模块的输出相关联。因此，单个H桥漏电流的抑制方法并不能直接运用到级联H桥拓扑漏电流的抑制，造成了现有的单模块逆变器抑制漏电流的方法与级联H桥逆变器漏电流抑制方法之间存在着些许的不匹配性。

为此，学者们在级联H桥逆变器的漏电流抑制方面做了很多努力与尝试，如2016年IEEE文献“Single Phase Cascaded H5 Inverter with Leakage Current Eliminationfor Transformerless Photovoltaic System”(“非隔离型级联H5光伏逆变器共模电流特性分析”——2016年IEEE能源学会全体会议论文集)提出了一种关于级联H5拓扑抑制漏电流的调制策略，虽然在一定程度上抑制了漏电流，但是随着模块数增多调制策略会非常复杂，不利于***扩展和模块化设计，且调制策略复杂。此外，所提出的级联H5拓扑相比H4拓扑，成本和损耗都会有所增大。

2014年IEEE文献“Analysis and Suppression of Leakage Current inCascaded-Multilevel–Inverter-Based PV Systems,”Y.Zhou and H.Li,《IEEETrans.Power Electron.》,2014，29(10)，5265–5277(“级联多电平光伏逆变器漏电流分析与抑制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2014年第29卷第10期5265–5277页)提出了在直流侧和交流侧分别添加共模滤波器抑制漏电流，但其开关频率设定为10kHz，这与使用级联拓扑降低开关频率的初衷不符合。

2013年IEEE文献“A Modulation Strategy for Single-phase HB-CMI toReduce Leakage Ground Current in Transformer-less PV Applications”(“级联多电平光伏逆变器漏电流分析与抑制”——2013年IEEE能源学会全体会议论文集)提出的调制策略使得寄生电容电压按工频阶梯波变化，但该调制策略相对较复杂且不易于***扩展。

文献“Hybrid Multicarrier Modulation to Reduce Leakage Current in aTransformer-less Cascaded Multilevel Inverter for Photovoltaic Systems”Rajasekar Selvamuthukumaran,AbhishekGarg,and Rajesh Gupta.《IEEE Transactionson Power Electronics》,2015,30(4):1779-1783(“用于非隔离型级联多电平逆变器光伏***的混合多载波调制策略”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第4期1779–1783页)提出一种修正的POD(Phase Opposite Disposition)调制策略，提出了在共模电压幅值变化最小时动作的原则，但由该调制策略并不完善，其得到的共模电压仍存在高频分量，并未有效地抑制级联H桥的漏电流。

综上所述，对于单相非隔离级联H桥光伏逆变器而言，现有漏电流抑制方法主要存在如下问题：

(1)采用改进的拓扑，如H5和H6，会增大***的成本和损耗，降低逆变器的效率和功率密度；

(2)采用在逆变器交流侧和直流侧分别添加共模滤波器的方法，虽然能够在一定程度上抑制漏电流，但漏电流谐波频谱较丰富，滤波器参数设计较为复杂。此外，使用滤波器也会增大***的体积和成本。

发明内容

本发明要解决的技术问题就是克服上述各种方案的局限性，针对非隔离型光伏逆变器由于缺少变压器隔离而在光伏板和大地之间的寄生电容上产生漏电流的问题，提出了基于改进型垂直载波层叠调制策略的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，该方法具有扩展方便，计算简单及成本低等优势。

为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案主要步骤如下：

一种基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，包括选择开关状态组合，主要步骤如下：

步骤1，设两个H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为V_dc，计算两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b对应的光伏电池寄生电容电压之和V_c的值，

V_c＝V_dc(S_1a+S_2b)

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数，且满足：

每个开关函数S_1a、S_1b、S_2a、S_2b的值均包括0和1两种状态，将开关函数的值进行排列组合并作为开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b的值，共2⁴种，即该2⁴种开关状态的值就是两个H桥级联逆变器所有的16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b；

步骤2，根据步骤1写出的两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态，按照维持光伏电池寄生电容电压之和V_c等于V_dc的要求，挑选满足要求的开关状态，组成以下两种开关状态组合：

第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101

第二种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101

上述两种开关状态组合分别包含6种开关状态；

步骤3，对步骤2得到的两种开关状态组合，分别选择以下方法产生PWM驱动信号：

第一种开关状态组合，实现方法为调制波与四个相邻之间相互反相的三角载波进行比较得到PWM驱动信号；

第二种开关状态组合，实现方法为调制波与四个相邻之间相互反相的三角载波进行比较得到PWM驱动信号。

优选地，步骤2中的第一种开关状态组合的实现方法为：

在调制波的正半周期，开关状态1010表示输出电压为2V_dc，开关状态1000表示输出电压为V_dc，开关状态1100表示输出电压为0；

在调制波的负半周期，开关状态0011表示输出电压为0，开关状态0001表示输出电压为-V_dc，开关状态0101表示输出电压为-2V_dc；

开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。

优选地，步骤2中的第二种开关状态组合的实现方法为：

在调制波的正半周期，开关状态1010表示输出电压为2V_dc，开关状态1110表示输出电压为V_dc，开关状态1100表示输出电压为0；

在调制波的负半周期，开关状态0011表示输出电压为0，开关状态0111表示输出电压为-V_dc，开关状态0101表示输出电压为-2V_dc；

开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。

优选地，步骤3中所述的第一种开关状态组合的PWM驱动信号产生方式为：

(1)当调制波C_ref≥1时，S_1a＝1，S_2b＝0；S_1b由调制波C_ref与三角载波car3比较得到，当C_ref>car3时，S_1b＝0，否则，S_2a＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car4比较得到，当C_ref>car4时，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

(2)当调制波C_ref<1时，则S_1a＝0，S_2b＝1；S_1b由调制波C_ref与三角载波car2比较得到，若C_ref>car2，S_1b＝0，否则，S_1b＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car1比较得到，若C_ref>car1，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数；四个三角载波car1、car2、car3和car4相邻之间相互反相，满足car4>car3>car1>car2，且位于0坐标轴的对称位置，即三角载波car4和car3位于0坐标轴之上，三角载波car1和car2位于0坐标轴之下；调制波Cref是以0为基准的正弦波。

优选地，步骤3中所述的第二种开关状态组合的PWM驱动信号产生方式为：

(1)当调制波C_ref≥1时，S_1a＝1，S_2b＝0；S_1b由调制波C_ref与三角载波car4比较得到，当C_ref>car4时，S_1b＝0，否则，S_2a＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car3比较得到，当C_ref>car3时，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

(2)当调制波C_ref<1时，则S_1a＝0，S_2b＝1；S_1b由调制波C_ref与三角载波car1比较得到，若C_ref>car1，S_1b＝0，否则，S_1b＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car2比较得到，若C_ref>car2，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数；四个三角载波car1、car2、car3和car4相邻之间相互反相，满足car4>car3>car1>car2，且位于0坐标轴的对称位置，即三角载波car4和car3位于0坐标轴之上，三角载波car1和car2位于0坐标轴之下；调制波Cref是以0为基准的正弦波。

本发明相对于现有技术的优势是：

1、不需要通过改变现有的拓扑或采用新的拓扑如H5等，不仅可以降低***的成本和开关损耗，而且能够提高逆变器的功率密度。

2、不需要在在逆变器交流侧和直流侧分别添加共模滤波器，避免了参数设计的麻烦。

附图说明

图1是本发明的方法流程图。

图2是含有两个H桥的单相级联H桥光伏逆变器拓扑结构。

图3是含有两个H桥的单相级联H桥光伏逆变器的等效电路。

图4是第一种开关组合实现图。

图5是第二种开关组合实现图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及实施例，对本发明作进一步清楚、完整地描述。

本发明公开的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，适用于抑制两个H桥的级联光伏逆变器的漏电流。

图2为两个H桥模块级联的光伏逆变器拓扑结构。其中，参数C_pvk1和C_pvk1(k＝1,2)为光伏板对地的寄生电容，该电容大小与光伏板的面积以及天气等外部因素有关，组成第一个H桥的功率开关管为：S₁₁、S₁₂、S₁₃和S₁₄，组成第二个H桥的功率开关管为：S₂₁、S₂₂、S₂₃和S₂₄，L₁和L₂为网侧滤波电感；v_g为电网电压，O点为公共耦合点。

图3为图1所示单相两个H桥模块级联H桥的等效电路，其中VC1为寄生电容C_pv1的电压，VC2为寄生电容C_pv2的电压，本实施例以电网电流正半周期为例进行分析，并记网侧滤波电感L₁＝L₂、电压为V_L。

对于图2所示两个H桥的单相级联H桥光伏逆变器，本发明公开的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法的基本步骤参见图1，包括如下步骤：

步骤1，设两个H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为V_dc，计算两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b对应的光伏电池寄生电容电压之和V_c的值，如下式所示：

V_c＝V_dc(S_1a+S_2b)

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数，且满足：

每个开关函数S_1a、S_1b、S_2a、S_2b的值均包括0和1两种状态，将开关函数的值进行排列组合并作为开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b的值，共2⁴种，即该2⁴种开关状态的值就是两个H桥级联逆变器所有的16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b。

V_c的计算公式推导如下。

根据图3，可由基尔霍夫电压定律可得，寄生电容电压V_ck满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}-V_{1a}+V_L+V_g+V_{c1}=0\\ -V_{2b}-V_L+V_{c2}=0\\ -V_{1b}+V_{2a}-V_{c2}+V_{c1}=0\end{array}\right.$

其中V_1a、V_1b、V_2a、V_2b分别为两个模块各桥臂的输出端A₁、B₁、A₂和B₂的电压。

整理后，计算出寄生电容电压V_ck满足下式：

$V_{ck}=\underset{i=1}{\overset{k-1}{\&Sigma;}}\frac{V_{DMi}}{2}+V_{CMk}-\underset{i=k+1}{\overset{4}{\&Sigma;}}\frac{V_{DMi}}{2}$

其中，V_CMk和V_DMk分别表示第k(k＝1,2)个模块的共模电压和差模电压；

根据已经定义的开关函数S_1a、S_1b、S_2a、S_2b，计算两个模块各桥臂的输出端A₁、B₁、A₂和B₂的电压V_1a、V_1b、V_2a和V_2b的值，

V_1a＝S_1aV_dc，

V_1b＝S_1bV_dc，

V_2a＝S_2aV_dc，

V_2b＝S_2bV_dc，

最后，根据上述得到的***寄生电容电压V_ck以及两个模块各桥臂的输出端A₁、B₁、A₂和B₂的电压V_1a、V_1b、V_2a和V_2b的值，计算出两个模块H桥级联逆变器寄生电容的电压之和V_c的值，

V_c＝V_dc(S_1a+S_2b)

由写出的16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b计算得到16种光伏电池寄生电容电压之和V_c。

步骤2，根据步骤1写出的两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态，按照维持光伏电池寄生电容电压之和V_c等于V_dc的要求，挑选满足要求的开关状态，如表1所示，组成以下两种开关状态组合：

第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101

第二种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101

上述两种开关状态组合分别包含以下6种开关状态；

表1 四个模块的开关状态与寄生电容电压之和

其中，两种开关状态组合的实现方法如下：

第一种开关状态组合：在调制波的正半周期，开关状态1010表示输出电压为2V_dc，开关状态1000表示输出电压为V_dc，开关状态1100表示输出电压为0；在调制波的负半周期，开关状态0011表示输出电压为0，开关状态0001表示输出电压为-V_dc，开关状态0101表示输出电压为-2V_dc；开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。

第二种开关状态组合：在调制波的正半周期，开关状态1010表示输出电压为2V_dc，开关状态1110表示输出电压为V_dc，开关状态1100表示输出电压为0；在调制波的负半周期，开关状态0011表示输出电压为0，开关状态0111表示输出电压为-V_dc，开关状态0101表示输出电压为-2V_dc，开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。

步骤3，对步骤2得到的两种开关状态组合，分别选择以下方法产生PWM驱动信号：

第一种开关状态组合，实现方法为调制波与四个相邻之间相互反相的三角载波进行比较得到PWM驱动信号；

第二种开关状态组合，实现方法为调制波与四个相邻之间相互反相的三角载波进行比较得到PWM驱动信号。

第一种开关状态组合的PWM驱动信号产生方式为：

(1)当调制波C_ref≥1时，S_1a＝1，S_2b＝0；S_1b由调制波C_ref与三角载波car3比较得到，当C_ref>car3时，S_1b＝0，否则，S_2a＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car4比较得到，当C_ref>car4时，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

(2)当调制波C_ref<1时，则S_1a＝0，S_2b＝1；S_1b由调制波C_ref与三角载波car2比较得到，若C_ref>car2，S_1b＝0，否则，S_1b＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car1比较得到，若C_ref>car1，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数，其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数；四个三角载波car1、car2、car3和car4相邻之间相互反相，满足car4>car3>car1>car2，且位于0坐标轴的对称位置，即三角载波car4和car3位于0坐标轴之上，三角载波car1和car2位于0坐标轴之下。调制波Cref是以0为基准的正弦波。

第一种开关状态组合的实现方法及PWM驱动信号产生方式可参见图4。

第二种开关状态组合的PWM驱动信号产生方式为：

(1)当调制波C_ref≥1时，S_1a＝1，S_2b＝0；S_1b由调制波C_ref与三角载波car4比较得到，当C_ref>car4时，S_1b＝0，否则，S_2a＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car3比较得到，当C_ref>car3时，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

(2)当调制波C_ref<1时，则S_1a＝0，S_2b＝1；S_1b由调制波C_ref与三角载波car1比较得到，若C_ref>car1，S_1b＝0，否则，S_1b＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car2比较得到，若C_ref>car2，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数，其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数；四个三角载波car1、car2、car3和car4相邻之间相互反相，满足car4>car3>car1>car2，且位于0坐标轴的对称位置，即三角载波car4和car3位于0坐标轴之上，三角载波car1和car2位于0坐标轴之下。调制波Cref是以0为基准的正弦波。

第二种开关状态组合的实现方法及PWM驱动信号产生方式可参见图4.

与现有调制技术不同的是，本发明提出的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，根据上述步骤，能维持光伏电池寄生电容电压之和为恒值，从而实现级联H桥光伏逆变器漏电流抑制。

本发明公开的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法应用于两个H桥的级联光伏并网***。基于本发明的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的其它实施例，均应属于本专利的保护范围。

Claims (5)

1.基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，包括选择开关状态组合，其特征在于，主要步骤如下：

步骤1，设两个H桥级联逆变器的两个模块直流电压相同，并记为V_dc，计算两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b对应的光伏电池寄生电容电压之和V_c的值，如下式：

V_c＝V_dc(S_1a+S_2b)

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数，且满足：

每个开关函数S_1a、S_1b、S_2a、S_2b的值均包括0和1两种状态，将开关函数的值进行排列组合并作为开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b的值，共2⁴种，即该2⁴种开关状态的值就是两个H桥级联逆变器所有的16种开关状态S_1a/S_1b/S_2a/S_2b；

步骤2，根据步骤1写出的两个H桥级联逆变器的所有16种开关状态，按照维持光伏电池寄生电容电压之和V_c等于V_dc的要求，挑选满足要求的开关状态，组成以下两种开关状态组合：

第一种开关状态组合：1010-1000-1100-0011-0001-0101

第二种开关状态组合：1010-1110-1100-0011-0111-0101

上述两种开关状态组合分别包含6种开关状态；

步骤3，对步骤2得到的两种开关状态组合，分别选择以下方法产生PWM驱动信号：

第一种开关状态组合，实现方法为调制波与四个相邻之间相互反相的三角载波进行比较得到PWM驱动信号；

第二种开关状态组合，实现方法为调制波与四个相邻之间相互反相的三角载波进行比较得到PWM驱动信号。

2.根据权利要求1所述的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，其特征在于，步骤2中的第一种开关状态组合的实现方法为：

在调制波的正半周期，开关状态1010表示输出电压为2V_dc，开关状态1000表示输出电压为V_dc，开关状态1100表示输出电压为0；

在调制波的负半周期，开关状态0011表示输出电压为0，开关状态0001表示输出电压为-V_dc，开关状态0101表示输出电压为-2V_dc；

开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。

3.根据权利要求1所述的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，其特征在于，步骤2中的第二种开关状态组合的实现方法为：

在调制波的正半周期，开关状态1010表示输出电压为2V_dc，开关状态1110表示输出电压为V_dc，开关状态1100表示输出电压为0；

在调制波的负半周期，开关状态0011表示输出电压为0，开关状态0111表示输出电压为-V_dc，开关状态0101表示输出电压为-2V_dc；

开关状态0011与1100只在调制波过零点进行切换。

4.根据权利要求1所述的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，其特征在于，步骤3中所述的第一种开关状态组合的PWM驱动信号产生方式为：

(1)当调制波C_ref≥1时，S_1a＝1，S_2b＝0；S_1b由调制波C_ref与三角载波car3比较得到，当C_ref>car3时，S_1b＝0，否则，S_2a＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car4比较得到，当C_ref>car4时，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

(2)当调制波C_ref<1时，则S_1a＝0，S_2b＝1；S_1b由调制波C_ref与三角载波car2比较得到，若C_ref>car2，S_1b＝0，否则，S_1b＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car1比较得到，若C_ref>car1，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数；四个三角载波car1、car2、car3和car4相邻之间相互反相，满足car4>car3>car1>car2，且位于0坐标轴的对称位置，即三角载波car4和car3位于0坐标轴之上，三角载波car1和car2位于0坐标轴之下；调制波Cref是以0为基准的正弦波。

5.根据权利要求1所述的基于改进型载波层叠的两H桥光伏逆变器漏电流抑制方法，其特征在于，步骤3中所述的第二种开关状态组合的PWM驱动信号产生方式为：

(1)当调制波C_ref≥1时，S_1a＝1，S_2b＝0；S_1b由调制波C_ref与三角载波car4比较得到，当C_ref>car4时，S_1b＝0，否则，S_2a＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car3比较得到，当C_ref>car3时，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

(2)当调制波C_ref<1时，则S_1a＝0，S_2b＝1；S_1b由调制波C_ref与三角载波car1比较得到，若C_ref>car1，S_1b＝0，否则，S_1b＝1；S_2a由调制波C_ref与三角载波car2比较得到，若C_ref>car2，S_2a＝1，否则，S_2a＝0；

其中，S_1a为第一个H桥左桥臂上管的开关函数，S_1b为第一个H桥右桥臂上管的开关函数，S_2a为第二个H桥左桥臂上管的开关函数，S_2b为第二个H桥右桥臂上管的开关函数；四个三角载波car1、car2、car3和car4相邻之间相互反相，满足car4>car3>car1>car2，且位于0坐标轴的对称位置，即三角载波car4和car3位于0坐标轴之上，三角载波car1和car2位于0坐标轴之下；调制波Cref是以0为基准的正弦波。