CN106208735A - 一种三次谐波注入的矩阵变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三次谐波注入的矩阵变换器及控制方法。所述矩阵变换器包括：前级电路、中间级电路、后级电路和控制模块；前级电路与三相输入电源连接，用于将输入的交流电进行整流得到六脉波直流电；中间级电路与前级电路连接，用于根据六脉波直流电进行产生三次谐波注入到前级电路；后级电路与前级电路和中间级电路连接，用于对六脉波直流电进行逆变得到预设条件的交流电；控制模块与前级电路、中间级电路、后级电路连接，用于获取三者的工作参数并生成相应的控制指令以控制三者的输出电压和输出电流。本发明无需使用直流母线的储能电容，可以减小矩阵变换器的体积，还可以降低电路功耗即转换效率高。

Description

一种三次谐波注入的矩阵变换器及控制方法

技术领域

本发明涉及电力变换技术领域，具体涉及一种三次谐波注入的矩阵变换器及控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的快速发展，使其在节能降耗和新能源开发方面得到广泛应用。其中，功率变换器作为电力电子技术的核心广泛于各种交-交电能变换场合，例如交流变频驱动、新能源发电心脏不间断电源等领域。

交-交变换器的后级逆变级结构都相同，差异仅在于前端变换器。现有的前端变换器有无源前端变换器、有源前端变换器和混合型有源前端变换器。

无源前端变换器具有转换效率高、EMI干扰小、低成本、结构简单和可靠性高等优点，在变频调速和可再生能源发电等领域被广泛采用。但是，无源前端变换器也存在能量单向流动、输入电流质量差的特点。

有源前端变换器，例如电压型和电流型背靠背PWM变换器，虽然具备理想交-交功率变换器的大部分特征，但笨重的储能元件导致了其具有较低的功率密度和可靠性。而另一种有源前端变换器即间接矩阵变换器无需中间储能设备，相关研究已取得显著性成果，但是仍存在：整流级和逆变级调制上的同步导致窄脉冲等非线性问题、受限的输入侧无功功率控制范围、具有较高的开关损耗和EMI噪声等。

混合前端变换器具有低开关损耗以及低成本的优点，同时由于有源开关的控制，输入电流质量和功率因数有了明显改善，因而是一种折中的解决方案。混合前端变换器具有：电网换相(二极管)和强迫换相(有源开关)；通过有源开关的切换改善输入特性；无源器件如二极管等承受了主要电流应力和功率传递任务，有源开关伏安容量较小；不完全可控导致某些性能方面受限，如输入电流正弦度、输入功率因数和功率流向等。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种三次谐波注入的矩阵变换器及控制方法，以解决现有技术中矩阵变换器体积大、成本高的问题，以提高矩阵变换器的转换效率以及实现能量双向流动。

第一方面，本发明提供了一种三次谐波注入的矩阵变换器，所述矩阵变换器包括：前级电路、中间级电路、后级电路和控制模块；

所述前级电路与三相输入电源连接，用于将输入的交流电进行整流得到六脉波直流电；

所述中间级电路与所述前级电路连接，用于根据所述六脉波直流电进行产生三次谐波注入到前级电路；

所述后级电路与所述前级电路和所述中间级电路连接，用于对所述六脉波直流电进行逆变得到预设条件的交流电；

所述控制模块与所述前级电路、所述中间级电路、所述后级电路连接，用于获取三者的工作参数并生成相应的控制指令以控制三者的输出电压和输出电流。

可选地，所述前级电路包括滤波电路和三相整流电路；其中，

所述滤波电路包括滤波电容C_Fa、滤波电容C_Fb、滤波电容C_Fc和滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc；所述滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc分别串联在三相输入电源上；所述滤波电容C_Fa、所述滤波电容C_Fb和所述滤波电容C_Fc的第一端依次连接滤波电容C_Fa、C_Fb、C_Fc的输出端于节点P_a、P_b、P_c，第二端相连接；

所述三相整流电路包括3个开关管S_a+、S_b+、S_c+构成的上桥臂和3个开关管S_a-、S_b-、S_c-构成的下桥臂；其中，所述开关管S_a+、S_b+、S_c+的第一极与直流母线正极相连接，第二极依次与所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第一极相连接于所述节点P_a、P_b、P_c；所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第二极与直流母线负极相连接。

可选地，所述中间级电路包括双Buck半桥电路和双向开关S_a、S_b、S_c；

所述双Buck半桥电路包括开关管S_y+、S_y-和电感L_y；所述开关管S_y+的第一极连接直流母线正极，第二极连接开关管S_y-的第一极于节点P₁；所述电感Ly的第一端连接节点P₁，第二端连接节点P₂；

双向开关S_a包括开关管S_ay和S_ya，双向开关S_b包括开关管S_by和S_yb，双向开关S_c包括开关管S_cy和S_yc；所述开关管S_ya、S_yb和S_yc的第一极连接节点P₂，第二极依次连接开关管S_ay、S_by和S_cy的第一极；所述开关管S_ay、S_by和S_cy的第二极依次连接到节点P_a、P_b、P_c。

可选地，所述后级电路包括三相电压型逆变器；所述三相电压型逆变器包括开关管S_r+、S_s+、S_t+构成的上桥臂和开关管S_r-、S_s-、S_t-构成的下桥臂；

所述开关管S_r+、S_s+、S_t+的第一极连接直流母线正极，第二极依次连接所述开关管S_r-、S_s-、S_t-的第一极；所述开关管S_r-、S_s-、S_t-的第二极连接所述直流母线负极。

可选地，所述后级电路还包括钳位电路；所述钳位电路包括快恢复二极管D_c和电容器C_c，所述快恢复二极管D_c的正极与直流母线正极相连，负极与所述电容器C_c的第一极相连；所述电容器C_c的第二极与直流母线负极相连。

第二方面，本发明还提供了一种三次谐波注入的矩阵变换器的控制方法，所述控制方法包括前级电路的控制方法和后级电路的控制方法。

可选地，所述前级电路的控制方法包括：

获取所述前级电路中滤波电容的电压u_aF、u_bF、u_cF，直流母线电压U_pn和电感L_y的三次谐波注入电流i_y；

计算所述电压u_aF、u_bF、u_cF的锁相角，根据所述锁相角确定所在扇区，从而控制三相整流电路和三个双向开关S_a、S_b、S_c中各个开关管的导通与关断；

获取三次谐波注入电流参考值i_y*；

根据所述电流参考值i_y*与所述三次谐波注入电流i_y之间差值Δi_y生成开关指令，以调节开关管S_y+的占空比。

可选地，所述前级电路的控制方法包括：

获取三相电压型逆变器中各相实际输出电流ir、is、it；

获取所述三相电压型逆变器中各相电压参考值和电流参考值；

对所述电流参考值以及所述实际输出电流ir、is、it分别进行dq变换得到参考值i_d*、i_q*与实际值i_d、i_q输出，并计算差值Δi_d、Δi_q；

对所述差值Δi_d、Δi_q PI调节后再进行dq反变换得到每相电路电流的变化量，以根据每相电路电流的变化量生成调节所述三相电压型逆变器中开关管S_r+、S_s+、S_t+占空比的开关指令。

可选地，所述计算所述电压u_aF、u_bF、u_cF的锁相角，根据所述锁相角确定所在扇区，从而控制三相整流电路和三个双向开关S_a、S_b、S_c中各个开关管的导通与关断的步骤中，通过以下方法确定所在扇区包括：

u_a>u_b>u_c的区间设定为扇区Ⅰ；

u_b>u_a>u_c的区间设定为扇区Ⅱ；

u_b>u_c>u_a的区间设定为扇区Ⅲ；

u_c>u_b>u_a的区间设定为扇区Ⅳ；

u_c>u_a>u_b的区间设定为扇区Ⅴ；

u_a>u_c>u_b的区间设定为扇区Ⅵ；

以及每个开关管的控制方法包括：

每个扇区中任意时刻上桥臂的开关管S_a+、S_b+、S_c+中对应输入电压瞬时值最大的那个开关，以及下桥臂的开关管S_a-、S_b-、S_c-中对应输入电压瞬时值最小的那个开关一直导通，剩下的开关管一直关断；

三次谐波注入电路的三个双向开关中将电压瞬时值绝对值最小的相对应的双向开关导通，其他双向开关关断，向该相电源注入三次谐波电流。

可选地，当后级电路包括钳位电路时，所述控制方法还包括：

当矩阵变换器停止工作后，所述钳位电路吸收储存在负载漏电感中的能量；当矩阵变换器正常工作时，所述钳位电路不工作。

由上述技术方案可知，本发明通过设置前级电路将三相输入电源输入的交流电进行整流得到六脉波直流电，然后通过中间级电路向前级电路注入三次谐波，前级电路以工频控制开关管动作，然后对中间级电路中的开关管采用高频调节，以使前级电路输入正弦三相电流，同时无需使用直流母线的储能电容，可以减小矩阵变换器的体积。另外，仅有中间级电路在注入三次谐波时控制开关管高频导通与关断，可以降低电路功耗即转换效率高。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1为本发明的三次谐波注入的矩阵变换器的结构示意图；

图2为图1中三相整流电路的波形图；

图3为图1中三相整流电路的开关管开关示意图；

图4为图1～图3所示的三相整流电路的能量流动示意图；

图5为图1中三相电压型逆变器调制示意图；

图6为本发明提供的三次谐波注入的矩阵变换器的控制模块示意图；

图7为本发明三次谐波注入的矩阵变换器中实验数据示意图；

图8(a)与(b)为中间级电路即三次谐波注入电路的波形示意图；

图9(a)与(b)为不同调制系数和不同频率下矩阵变换的波形示意图；

图10(a)与(b)为不同功率因数下矩阵变换器的波形示意图；

图11(a)与(b)为矩阵变换器中参考值阶跃变化的动态性能波形示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例提供了一种三次谐波注入的矩阵变换器，如图1所示，包括：前级电路101、中间级电路102、后级电路103和控制模块(图中未示出)。

前级电路101与三相输入电源连接，用于将输入的交流电进行整流得到六脉波直流电。中间级电路102与前级电路101连接，用于根据上述六脉波直流电进行产生三次谐波注入到前级电路101，三次谐波的注入使得输入电流保证正弦对称性。后级电路103与前级电路101和中间级电路102连接，用于对上述六脉波直流电进行逆变得到预设条件的交流电。控制模块与前级电路101、中间级电路102、后级电路103连接，用于获取三者的工作参数并生成相应的控制指令以控制三者的输出电压和输出电流。

实际应用中，如图1所示，该前级电路101包括滤波电路1011和双向的三相整流电路1012。所述滤波电路1011包括滤波电容C_Fa、滤波电容C_Fb、滤波电容C_Fc和滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc；所述滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc分别串联在三相输入电源上；所述滤波电容C_Fa、所述滤波电容C_Fb和所述滤波电容C_Fc的第一端依次连接滤波电容C_Fa、C_Fb、C_Fc的输出端于节点P_a、P_b、P_c，第二端相连接。三相整流电路1012包括3个开关管S_a+、S_b+、S_c+构成的上桥臂和3个开关管S_a-、S_b-、S_c-构成的下桥臂；其中，所述开关管S_a+、S_b+、S_c+的第一极与直流母线正极相连接，第二极依次与所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第一极相连接于所述节点P_a、P_b、P_c；所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第二极与直流母线负极相连接。

需要说明的是，本发明实施例中三相整流电路采用工频周期进行开关动作，这样可以降低电路的功耗。

另外，本发明实施例中三相输入电源100为幅值、频率、功率因数角恒定的三相电源，例如由国家电网提供的三相电源。

如图1所示，上述中间级电路102为三次谐波注入电路包括双Buck半桥电路和双向开关S_a、S_b、S_c。其中，双Buck半桥电路包括开关管S_y+、S_y-和电感L_y。开关管S_y+的第一极连接直流母线正极，第二极连接开关管S_y-的第一极于节点P₁；电感L_y的第一端连接节点P₁，第二端连接节点P₂。双向开关S_a包括开关管S_ay和S_ya，双向开关S_b包括开关管S_by和S_yb，双向开关S_c包括开关管S_cy和S_yc；开关管S_ya、S_yb和S_yc的第一极连接节点P₂，第二极依次连接开关管S_ay、S_by和S_cy的第一极；所述开关管S_ay、S_by和S_cy的第二极依次连接到节点P_a、P_b、P_c。

如图1所示，上述后级电路103包括三相电压型逆变器1032。该三相电压型逆变器包括开关管S_r+、S_s+、S_t+构成的上桥臂和开关管S_r-、S_s-、S_t-构成的下桥臂。开关管S_r+、S_s+、S_t+的第一极连接直流母线正极，第二极依次连接开关管S_r-、S_s-、S_t-的第一极；开关管S_r-、S_s-、S_t-的第二极连接直流母线负极。

实际应用中，当矩阵变换器停止工作后，负载中的漏电感中会储存部分能量，这部分能量回流到矩阵变换器会损伤该矩阵变换器中的开关管，为解决上述问题，本发明实施例中后级电路103还包括钳位电路1031。如图1所示，该钳位电路1031包括快恢复二极管D_c和电容器C_c。快恢复二极管D_c的正极与直流母线正极相连，负极与电容器C_c的第一极相连；电容器C_c的第二极与直流母线负极相连。这样，漏电感中储存的能量可以回流到电容器C_c中，防止对该矩阵变换器造成损伤。需要说明的是，该电容器C_c与现有技术中的大容量的储能电容不同，该电容器C_c的容量远远小于储能电容的容量，并且该电容器C_c。

在矩阵变换器开始工作时有一个充电过程，当电容器C_c的电压大于直流母线电压时，二极管截止。矩阵变换器停止工作负载中漏电感储存的能量会使直流母线的正极电压升高，二极管导通，从而使电容器C_c吸收可漏电感中的电流，避免能量回流到矩阵变换器损伤矩阵变换器中的开关管。另外，上述电容的体积较小，可以极大的减少矩阵变换器的体积

图2示出了矩阵变换器的前级三相整流器的波形图，包括：(a)三相输入电源电压u_a，u_b，u_c以及经双向的三相整流器后的六脉波直流电压u_pn。(b)三相输入电源电流i_a，i_b，i_c。(c)经三相滤波器后的整流器a相输入电流i_ra。(d)三次谐波注入电流参考值i_y*。由图2可知，在输入单位功率因数的工况下，通过三次谐波注入电路的电流峰值只有变换器输入侧电流幅值的一半，因而三次谐波注入电路的器件可以选择电流额定值较小的器件，从而可以降低矩阵变换器的成本。

如图3所示，按照三相输入电源电压瞬时值的大小关系在时域上将一个电源周期划分为六个扇区，具体的划分方法为：u_a>u_b>u_c的区间设定为扇区Ⅰ；u_b>u_a>u_c的区间设定为扇区Ⅱ；u_b>u_c>u_a的区间设定为扇区Ⅲ；u_c>u_b>u_a的区间设定为扇区Ⅳ；u_c>u_a>u_b的区间设定为扇区Ⅴ；u_a>u_c>u_b的区间设定为扇区Ⅵ。每个扇区中任意时刻上桥臂3个开关S_a+、S_b+、S_c+中对应输入电压瞬时值最大的那个开关，以及下桥臂3个开关S_a-、S_b-、S_c-中对应输入电压瞬时值最小的那个开关一直导通，剩下的4个开关一直关断。能量正向流动时，电流流经二极管；能量反向流动时，与二极管反并联的IGBT开关管承载电流。

三次谐波注入电路的三个双向开关则由三相输入电源中电压瞬时值绝对值最小的相决定，即将电压瞬时值绝对值最小的相对应的双向开关导通，其他双向开关关断，向该相电源注入三次谐波电流。

当三相输入电源的电压具有以下关系：u_a>u_b>u_c,u_b<0时，若能量正向流动时，如图4(a)所示，双向的三相整流电路中电流流过开关管S_a+，S_c-的反并联二极管，b相的三次谐波注入电流流经开关管S_yb和S_by的反并联二极管。当能量反向流动时，如图4(b)所示，双向的三相整流电路中，电路流过开关管S_a+，S_c-，b相三次谐波注入电流流经开关管S_yb的反并联二极管和开关管S_by。

本发明实施例中三相电压型逆变器采用载波调制策略，如图5所示，假定三相期望输出电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_r=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u)\\ u_s=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ u_t=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right.;$

其中U_om是期望输出电压的幅值，ω_o是期望输出电压的角频率，φ是期望输出电压的功率因数角。

首先求得调制信号u_io*为零序电压u_no定义为u_no＝-[max(u_r,u_s,u_t)+min(u_r,u_s,u_t)]/2，至此可以求得归一化的调制信号和各个桥臂的占空比d_i为即d_i对应S_r+、S_s+、S_t+的占空比。

图6示出了矩阵变换器的控制模块示意图。该控制模块对前级电路、中间级电路和后级电路进行控制。

前级电路中三相整流器的控制方法，包括以下步骤：

步骤1：采集前级三相整流电路工作过程中的数据；该数据包括前级三相滤波电路的各相滤波电容两端的电压u_aF，u_bF，u_cF，三次谐波注入电路中流过谐波注入电感L_y的三次谐波注入电流i_y，以及中间直流母线电压u_pn。

步骤2：对采集到的三相电压u_aF，u_bF，u_cF经锁相环(PLL)进行锁相，得到锁相角θ。根据锁相角θ确定所在扇区(扇区根据上述扇区划分方法确定)，从而控制三相整流电路和三个双向开关中各个开关管的导通与关断；

步骤3：获取三次谐波注入电流参考值。

首先，令采集到的A相滤波电容电压u_aF通过带通滤波器得到5次谐波电压u_h5；其次，将u_h5再与sin(5θ)相乘后通过低通滤波器得到U₅sin(φ_u5)，并将U₅sin(φ_u5)作为PI调节器的输入。PI调节器的输出为三相电源的参考输入功率值P*；最终，依据以下公式计算获得：

$i_y^{*}=-\frac{2P^{*}}{3U_{im}}cos({\mathrm{\&omega;}}_{i}t-2\mathrm{\&pi;}/3)-I_{qm}sin({\mathrm{\&omega;}}_{i}t-2\mathrm{\&pi;}/3);$

其中，I_qm为三相输入电源侧无功电流分量， 为三相输入电源的功率因数角，由需求决定，U_im为三相输入电源电压的幅值，ω_i为三相输入电源的角频率。

步骤4：依据步骤3得到的三次谐波注入电流参考值i_y*与采样得到的i_y间的差值Δi_y对IGBT开关管S_y+的占空比进行PI调节，得到双Buck电路中IGBT开关管S_y+的动态占空比。

后级三相电压型逆变器的控制方法，包括以下步骤：

步骤1：采集后级三相电压型逆变电路工作过程中的数据，包括后级三相电压型逆变电路的各相输出电流i_r，i_s，i_t。

步骤2：获三相电压型逆变电路参考值。根据三相期望输出电压以及负载计算得出三相电压型逆变电路输出电流的参考值。三相期望输出电压为；

$\left\{\begin{array}{c}{u}_r=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u)\\ u_s=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u-2\mathrm{\&pi;}/3)\\ u_t=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u+2\mathrm{\&pi;}/3)\end{array}\right.;$

其中U_om是期望输出电压的幅值，ω_o是期望输出电压的角频率，φ是期望输出电压的功率因数角，负载阻抗为Z。

那么三相电流参考值为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_r^{*}=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u)/Z\\ i_s^{*}=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u-2\mathrm{\&pi;}/3)/Z\\ i_t^{*}=U_{om}cos({\mathrm{\&omega;}}_{o}t+{\mathrm{\&phi;}}_u+2\mathrm{\&pi;}/3)/Z\end{array}\right..$

步骤3：依据步骤1得到的三相电压型逆变电路输出电流经过dq变换的参考值i_d*，i_q*与采样得到经过dq变换的i_d，i_q间的差值Δi_d，然后Δi_q经过dq反变换后在对三相电压型逆变电路中的开关管S_r+、S_s+、S_t+的占空比进行PI调节，调节三相电压型逆变电路中的开关管S_r+、S_s+、S_t+的动态占空比。

前级三相整流器的控制方法，包括：

在三次谐波注入电流控制器的参考值中叠加前馈项k；其中，

$k=\frac{u_{mid}-u_{min}}{u_{\max }-u_{min}},$

u_max＝max(u_aF，u_bF，u_cF)，u_mid＝mid(u_aF，u_bF，u_cF)，u_min＝min(u_aF，u_bF，u_cF)。

为验证本发明实施例提供的三次谐波注入的矩阵变换器及控制方法的有效性，本发明一实施例中设置上述矩阵变换器的实验数据如图7所示，包括额定功率、三相输入电源电压的幅值和频率、三相逆变电路输出参考电压的幅值、IGBT开关管的开关频率、三相输入滤波器的电感电容值、三次谐波注入的电感值、三相电压型逆变电路输出滤波电感值和负载电阻值。

图8(a)和(b)示出了三次谐波注入电路的波形示意图。如图8所示，包括：三相输入电源a相电压u_a，电流i_a，三次谐波注入电流i_y，三相电压型逆变器r相输出电流。图8(a)为三次谐波注入电路不工作时的波形图，图8(b)为三次谐波注入电路工作时的波形图，由两组图对比可知，三次谐波注入电路工作时，该三次谐波注入的矩阵变换器输入电流和输出电流谐波畸变越小，波形质量高。

图9示出了矩阵变换器中不同调制系数和不同频率下的波形示意图。如图9所示，实验矩阵变换器中输入侧功率因数角设为0。图9(a)和图9(b)中，变换器的输出参数设置分别为m_i＝0.7，f_o＝40Hz和m_i＝1，f_o＝100Hz。从图中可以看出，在不同输出频率和调制系数下，矩阵变换器的输入输出电流都为完美的正弦波形，并且输入电流与输入电压同相位。

图10示出了不同功率因数下的波形示意图。如图10所示，矩阵变换器的输出参数设置分别为m_i＝1，f_o＝40Hz。图10(a)中，输入功率因数角设为π/6，即输入电流滞后输入电压π/6。图10(b)中，输入功率因数角设为-π/6，即输入电流超前输入电压π/6。输出电流的幅值约为5.6A，由此表明在不同输入功率因数角的情况下矩阵变换器的最大电压传输比都能达到0.866。

图11示出了矩阵变换器中参考值阶跃变化的动态性能波形示意图。图11(a)中，输出有功电流参考值i_{d_ref}的初始值为+6A，在0.15s的时刻由+6A阶跃变化为-6A。图11(b)中，输出有功电流参考值i_{d_ref}的初始值为-6A，在0.15s的时刻由-6A阶跃变化为+6A。从图11可以看出，三次谐波注入的矩阵变换器能在电动和发电两种运行模式下快速平稳地切换，动态性能良好。

在本发明中，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“多个”指两个或两个以上，除非另有明确的限定。

虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。

Claims (10)

1.一种三次谐波注入的矩阵变换器，其特征在于，所述矩阵变换器包括：前级电路、中间级电路、后级电路和控制模块；

所述前级电路与三相输入电源连接，用于将输入的交流电进行整流得到六脉波直流电；

所述中间级电路与所述前级电路连接，用于根据所述六脉波直流电进行产生三次谐波注入到前级电路；

所述后级电路与所述前级电路和所述中间级电路连接，用于对所述六脉波直流电进行逆变得到预设条件的交流电；

所述控制模块与所述前级电路、所述中间级电路、所述后级电路连接，用于获取三者的工作参数并生成相应的控制指令以控制三者的输出电压和输出电流。

2.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，所述前级电路包括滤波电路和三相整流电路；其中，

所述滤波电路包括滤波电容C_Fa、滤波电容C_Fb、滤波电容C_Fc和滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc；所述滤波电感L_Fa、滤波电感L_Fb、滤波电感L_Fc分别串联在三相输入电源上；所述滤波电容C_Fa、所述滤波电容C_Fb和所述滤波电容C_Fc的第一端依次连接滤波电容C_Fa、C_Fb、C_Fc的输出端于节点P_a、P_b、P_c，第二端相连接；

所述三相整流电路包括3个开关管S_a+、S_b+、S_c+构成的上桥臂和3个开关管S_a-、S_b-、S_c-构成的下桥臂；其中，所述开关管S_a+、S_b+、S_c+的第一极与直流母线正极相连接，第二极依次与所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第一极相连接于所述节点P_a、P_b、P_c；所述开关管S_a-、S_b-、S_c-的第二极与直流母线负极相连接。

3.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，所述中间级电路包括双Buck半桥电路和双向开关S_a、S_b、S_c；

所述双Buck半桥电路包括开关管Sy+、Sy-和电感Ly；所述开关管Sy+的第一极连接直流母线正极，第二极连接开关管Sy-的第一极于节点P₁；所述电感Ly的第一端连接节点P₁，第二端连接节点P₂；

双向开关S_a包括开关管S_ay和S_ya，双向开关S_b包括开关管S_by和S_yb，双向开关S_c包括开关管S_cy和S_yc；所述开关管S_ya、S_yb和S_yc的第一极连接节点P₂，第二极依次连接开关管S_ay、S_by和S_cy的第一极；所述开关管S_ay、S_by和S_cy的第二极依次连接到节点P_a、P_b、P_c。

4.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，所述后级电路包括三相电压型逆变器；所述三相电压型逆变器包括开关管S_r+、S_s+、S_t+构成的上桥臂和开关管S_r-、S_s-、S_t-构成的下桥臂；

所述开关管S_r+、S_s+、S_t+的第一极连接直流母线正极，第二极依次连接所述开关管S_r-、S_s-、S_t-的第一极；所述开关管S_r-、S_s-、S_t-的第二极连接所述直流母线负极。

5.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其特征在于，所述后级电路还包括钳位电路；所述钳位电路包括快恢复二极管D_c和电容器C_c，所述快恢复二极管D_c的正极与直流母线正极相连，负极与所述电容器C_c的第一极相连；所述电容器C_c的第二极与直流母线负极相连。

6.一种三次谐波注入的矩阵变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括前级电路的控制方法和后级电路的控制方法。

7.根据权利要求6的控制方法，其特征在于，所述前级电路的控制方法包括：

获取所述前级电路中滤波电容的电压u_aF、u_bF、u_cF，直流母线电压U_pn和电感L_y的三次谐波注入电流i_y；

计算所述电压u_aF、u_bF、u_cF的锁相角，根据所述锁相角确定所在扇区，从而控制三相整流电路和三个双向开关S_a、S_b、S_c中各个开关管的导通与关断；

获取三次谐波注入电流参考值iy*；

根据所述电流参考值iy*与所述三次谐波注入电流i_y之间差值Δi_y生成开关指令，以调节开关管S_y+的占空比。

8.根据权利要求6或7的控制方法，其特征在于，所述前级电路的控制方法包括：

获取三相电压型逆变器中各相实际输出电流ir、is、it；

获取所述三相电压型逆变器中各相电压参考值和电流参考值；

对所述电流参考值以及所述实际输出电流ir、is、it分别进行dq变换得到参考值id*、iq*与实际值id、iq输出，并计算差值Δi_d、Δi_q；

对所述差值Δi_d、Δi_q PI调节后再进行dq反变换得到每相电路电流的变化量，以根据每相电路电流的变化量生成调节所述三相电压型逆变器中开关管S_r+、S_s+、S_t+占空比的开关指令。

9.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述计算所述电压u_aF、u_bF、u_cF的锁相角，根据所述锁相角确定所在扇区，从而控制三相整流电路和三个双向开关S_a、S_b、S_c中各个开关管的导通与关断的步骤中，通过以下方法确定所在扇区包括：

u_a>u_b>u_c的区间设定为扇区Ⅰ；

u_b>u_a>u_c的区间设定为扇区Ⅱ；

u_b>u_c>u_a的区间设定为扇区Ⅲ；

u_c>u_b>u_a的区间设定为扇区Ⅳ；

u_c>u_a>u_b的区间设定为扇区Ⅴ；

u_a>u_c>u_b的区间设定为扇区Ⅵ；

以及每个开关管的控制方法包括：

每个扇区中任意时刻上桥臂的开关管S_a+、S_b+、S_c+中对应输入电压瞬时值最大的那个开关，以及下桥臂的开关管S_a-、S_b-、S_c-中对应输入电压瞬时值最小的那个开关一直导通，剩下的开关管一直关断；

三次谐波注入电路的三个双向开关中将电压瞬时值绝对值最小的相对应的双向开关导通，其他双向开关关断，向该相电源注入三次谐波电流。

10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，当后级电路包括钳位电路时，所述控制方法还包括：

当矩阵变换器停止工作后，所述钳位电路吸收储存在负载漏电感中的能量；当矩阵变换器正常工作时，所述钳位电路不工作。