CN106130418B - 适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于无刷直流电机控制技术领域，为实现保持电磁转矩换相无波动，又能使制动转矩大小可控的制动方法，提升电机在制动状态下的转矩控制性能，此过程中无换相转矩波动，控制性能不受电机转速的影响。本发明采用的技术方案是，适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法，包括调制策略切换和换相电流控制两部分；调制策略切换：根据特定电机参数以及设计者要求将电机转速进行合理分区，分为高速区和低速区；高速区使用回馈制动即调制策略1，低速区使用反接制动即调制策略2；换相电流控制是设计换相占空比补偿控制器，使其与主控制器相互配合构成电流控制器，最终计算出合适的换相占空比。本发明主要应用于无刷直流电机的设计制造场合。

Description

适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法和装置

技术领域

本发明属于无刷直流电机控制技术领域，涉及一种无刷直流电机的电磁制动转矩平稳控制方法。

背景技术

无刷直流电机以其体积小、可靠性高、输出转矩大等特点被广泛应用在航空航天、工业生产和家用电器上。但是较大的转矩波动会影响无刷直流电机在某些领域的高品质运行，例如在电动汽车和电动自行车上，转矩波动会降低乘坐者的舒适性和车辆的安全性，在伺服控制的数控机床上，转矩波动会影响零件加工精度，降低产品的合格率。

无刷直流电机的转矩波动主要来自于换相转矩波动。目前，对于电动运行区的转矩波动抑制方法主要有：PWM斩波法、直接转矩控制法、添加前级DC-DC变换器的方法等。然而对于电机制动状态下全速范围内的换相转矩波动抑制问题以及转矩的可控性问题研究甚少。

制动状态是无刷直流电机运行的重要阶段，通过提高制动状态下的转矩控制性能，可以拓展无刷直流电机转矩平稳运行区间，提高电机的可靠性和使用寿命，尤其在某些特殊场合，例如电动汽车和电动自行车的制动过程，抑制转矩波动可以提高乘坐者的舒适性和电动交通工具的安全性。因此设计一种无刷直流电机电磁制动转矩平稳控制方法是十分必要的。另外，平稳的电磁制动方法也可以降低由机械制动带来的机械损耗，减小机械制动装置体积，提高制动灵活性。

电机的电磁制动方式分为三种：回馈制动、能耗制动和反接制动。回馈制动是将电机动能首先转化成电能，再通过***电路(如DC-DC电路)存储在储能装置中。能耗制动是将电机动能转化成电能，再通过电阻性负载转换成热能耗散掉。二者共同点是都必须依靠一定的电机动能来产生充足的制动电磁转矩，所以以上两种方法更适合用于电机转速较高的区间。反接制动利用改变电源电压极性或电机绕组导通顺序，使电机产生反向电磁转矩。由于其不依赖于电机转速，所以更适合用于弥补回馈制动和能耗制动在低速下不能提供充足制动转矩的缺点。

在实际的生产和生活中，回馈制动可以满足节能减排、能量循环利用的要求，随着电动汽车行业的发展，回馈制动也越来越多的受到人们的青睐。但是由于早期所使用的回馈制动方法，大多需要借助DC-DC、超级电容等***电路来实现电能从电机到储能设备的流动，使得其与能耗制动相比，在小功率电机上并不具有明显优势。有学者利用桥式逆变器斩波的方法和无刷直流电机本身的电感实现了回馈制动，减少了电机回馈制动时所需的***电路，降低了回馈制动的复杂性。但是单独依靠回馈制动在转速较低时不能提供充足的制动转矩，另外以上方法中也未解决制动状态下的换相转矩波动问题。

发明内容

为克服现有技术的不足，本发明旨在提供一种在无刷直流电机制动过程的全速范围内，既能保持电磁转矩换相无波动，又能使制动转矩大小可控的制动方法，提升电机在制动状态下的转矩控制性能。可以使制动转矩在一个较小值到额定值之间进行任意调节，并且理论上，此过程中无换相转矩波动。整个制动方法对电机制动转矩的控制性能不受电机转速的影响。本发明采用的技术方案是，适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法，包括调制策略切换和换相电流控制两部分；调制策略切换：根据特定电机参数以及设计者要求将电机转速进行合理分区，分为高速区和低速区；高速区使用回馈制动即调制策略1，低速区使用反接制动即调制策略2；

换相电流控制是设计换相占空比补偿控制器，使其与主控制器相互配合构成电流控制器，最终计算出合适的换相占空比。

具体设计步骤如下：

1)在桥式逆变器前端加入电压值为电机额定电压的电压源；

2)编写调制策略1和调制策略2作为本控制方法所采用的调制策略；

3)根据下式计算调制策略切换判断程序所需转速点ω_cut和ω_con：

式中，I_ref＝T_ref/(2K_e)，T_ref为制动转矩参考值的幅值，K_e为相反电势系数，R_s为电机铭牌上相绕组的标称值，v_d为桥式逆变电路中所使用MOS管反并联二极管的正向导通压降；ω_cut和ω_con是两种调制策略间切换时的两个关键转速点，在ω_cut进行调制策略切换用以保证制动转矩在全速范围内大小可控，在ω_con进行调制策略切换用以保证制动转矩在全速范围内无换相波动；

4)根据下式计算在整个制动过程中所允许的最大转矩波动对应的电流变化量Δi：

Δi＝ΔT_e/(2K_e)

5)设计调制策略切换判断流程为：首先判断电机瞬时转速ω_m小于等于ω_cut是否成立，若条件成立则进行下一步判断，否则调制策略设定为调制策略1；若上述条件成立，判断电机电流设定值与反馈值差值小于Δi且电机瞬时转速ω_m大于等于ω_con是否成立，若条件成立则维持调制策略1，否则调制策略设定为调制策略2，以上判断只在电机导通区周期性进行；

6)根据下式计算补偿控制器在电机换相期间输出占空比D_f，该值在换相初始时刻计算，在换相全过程保持不变：

式中，为主控制器在换相开始前一时刻输出的占空比值，当调制策略为调制策略1时，D_x＝D₁，其表达式如下

当调制策略为调制策略2时，D_x＝D₂，其表达式如下

以上两式中，ω_m为电机转速瞬时值，U_dc为桥式逆变器前端电压源的电压幅值。

在电机导通区，补偿控制器输出的占空比为0；

7)设计主控制器；最终电流控制器的输出为主控制器输出与补偿控制器输出之和。

所述无刷直流电机在一个电周期内采用六步换相驱动策略，在每一步中，无刷直流电机只有两相存在驱动电流，另一相不存在驱动电流，存在驱动电流的电机定子绕组及三相桥式逆变器对应桥臂被称为导通相，不存在驱动电流的电机定子绕组及三相桥式逆变器对应桥臂被称为断开相。在一个电周期内，每一相共导通120°电角度。相对于电机，某一相导通时，若有电流流入，则称其为正向导通相，若有电流流出，则称其为负向导通相；

所述调制策略1特指为以下调制策略：导通的每一相，在其导通的前60°内，其对应的上、下桥臂MOS管同时保持关断。在其导通的后60°内，若导通相为正向导通相，则其对应的上桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波；若导通相为负向导通相，则其对应的下桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波；

所述调制策略2特指为以下调制策略：导通的每一相，若为正向导通相，则在其导通的前60°内，其对应的上桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波，在其导通的后60°内，其对应的上桥臂MOS管保持恒通；若为负向导通相，则在其导通的前60°内，其对应的下桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波，在其导通的后60°内，其对应的下桥臂MOS管保持恒通；

所述步骤5)调制策略切换流程也可以根据实际需要更改为在转速点ω_cut切换调制策略或在转速点ω_con切换调制策略或在ω_cut与ω_con之间任一点切换调制策略，在转速点ω_cut切换调制策略，从理论上可以保证制动转矩在全速范围内大小可控，在转速点ω_con切换调制策略，从理论上可以保证制动转矩在全速范围内无换相波动，在两个转速点之间的某一点切换调制策略可以综合考虑转矩可控性和换相转矩波动抑制。

所述主控制器为分段PI控制器、模糊控制器、滑模变结构控制器中的一种。

适用于无刷直流电机的平稳电磁制动装置，由直流电压源U_dc、三相桥式逆变器、无刷直流电机、电流传感器、霍尔传感器和制动控制器构成，其中，三相桥式逆变器前端接有滤波电容和直流电压源，直流电压源的大小为U_dc；直流电压源应为蓄电池组或电流可双向流动且电压恒定的电力电子变换器；电流传感器与霍尔传感器将电流采样值与霍尔信号周期性输入制动控制器；制动控制器根据电流采样值，计算出电流误差，得到PWM斩波所需占空比，同时根据霍尔信号计算电机转速、判断电机运行区域，用于调制策略切换判断和换相逻辑控制，最终制动控制器对占空比、调制策略切换判断信号以及换相逻辑进行综合处理，选择调制策略并输出PWM斩波信号驱动三相桥式逆变器，实现电机制动。

制动控制器由电流控制器、脉冲发生器、调制策略选择器、换相逻辑、调制策略切换判断器和非换相相电流计算六部分构成。根据电流反馈值与参考值的差值并判断电机处于换相区还是导通区，电流控制器计算出合适的占空比，输入脉冲发生器；脉冲发生器根据输入占空比以及内部设定的载波信号输出PWM斩波信号；该PWM斩波信号经由调制策略选择器和换相逻辑最终输入到三相桥式逆变器对应MOS管；在此过程中，调制策略选择器根据调制策略切换判断器的输出信号选择所采用的调制策略，换相逻辑根据电机所处位置判断电机导通相，以上二者共同判断逆变器上的6个MOS管中需要进行斩波的MOS管。

上述三相桥式逆变器由T₁～T₆六个MOS管和D₁～D₆六个反并联二极管构成，i_a、i_b、i_c为a、b、c三相的相电流；

在每一个导通周期，无刷直流电机的三相绕组都可根据电流实际方向分为正向导通相、负向导通相和断开相；正向导通相、负向导通相和断开相的端电压分别记为v_p、v_n、v_o，端电压的参考零电平为直流电压源负极；正向导通相、负向导通相和断开相的相电流分别记为i_p、i_n、i_o，同理，各相反电势分别记为e_p、e_n、e_o；无刷直流电机各相绕组电阻和电感分别为R_s和L_s，中性点电位为v_NO；反并联二极管正向导通压降为v_d。

在电机制动过程中，通过采用回馈制动即调制策略1和反接制动即调制策略2在恰当的转速点进行切换，以及由主控制器和换相补偿控制器组成的电流控制器输出合适的占空比来确保制动转矩平稳可控且换相转矩波动较小。

本发明的特点及有益效果是：

(1)本发明实现了无刷直流电机在其允许的任意转速值下平稳减速到零或较小转速值，整个过程实现了完全电磁制动，不依赖于机械制动装置，避免了机械损耗，缩减了制动装置体积，提高了制动的灵活性。

(2)在高速区利用回馈制动，将电机的动能转化成电能存储在储能设备中，在低速区，使用反接制动，通过消耗一部分能量来维持低速区转矩的平稳可控。二者有机结合，既提高了能量的利用率，实现了能量的循环利用，又实现了转矩的平稳可控。

(3)进行回馈制动时采用的是制动状态调制策略1，进行反接制动时采用的是制动状态调制策略2。以上两种调制策略最大特点是可以抑制无刷直流电机在制动状态下的换相转矩波动，并且其对换相转矩波动抑制的转速区间可以很好的衔接。所以在使用本方法对无刷直流电机进行电磁制动时，可以保证无刷直流电机换相转矩波动在一个较小的范围内。

(4)整个制动过程仅需要确定主控制器的控制算法和调制策略切换点，并且主控制器的控制算法可以直接采用现有受被控对象模型参数变化影响较小的控制算法。除桥式逆变器和无刷直流电机外，外部只需特别设置一套电流可双向流动电压源。实现过程简单，制动转矩控制效果好。

附图说明：

图1无刷直流电机电磁制动转矩平稳控制***框图。

图2制动状态反电势波形函数与相电流关系及调制策略图，a制动状态反电势波形函数与相电流关系，b调制策略1，c调制策略2。

图3普通无刷直流电机驱动原理及调制回路图，a普通无刷直流电机驱动原理图。

b用于推导ω_cut的调制回路图。

图4采用调制策略1的换相调制回路图。

图5调制策略切换判断流程图。

图6分段PI控制器设计原理图。

图7电流控制器内部算法流程图。

具体实施方式

针对无刷直流电机的换相转矩波动问题，已有PWM斩波法、直接转矩控制法、添加前级DC-DC变换器等控制方法。然而以上方法主要解决无刷直流电机在电动运行时，由电流换相所导致的换相转矩波动问题，对于制动状态下的换相转矩波动问题，以上方法均未涉及。

针对无刷直流电机的电磁制动问题，目前采用较多的方法为能耗制动和回馈制动，但是以上两者产生的制动转矩与电机动能有关，在低速情况不能提供充足的制动转矩，从而不能达到良好的制动效果。

本发明旨在提供一种在无刷直流电机制动过程的全速范围内，既能保持电磁转矩换相无波动，又能使制动转矩大小可控的制动方法，以克服现有技术的不足，提升电机在制动状态下的转矩控制性能。本发明的制动方法，可以使制动转矩在一个较小值到额定值之间进行任意调节，并且理论上，此过程中无换相转矩波动。整个制动方法对电机制动转矩的控制性能不受电机转速的影响。

一种用于无刷直流电机电磁制动转矩平稳控制方法，该控制方法主要包括调制策略切换和换相电流控制两部分。

本发明将电机转速区间分为高速区和低速区，高速区和低速区内分别使用回馈制动(调制策略1)与反接制动(调制策略2)。调制策略1和调制策略2结合后，能够在制动状态下实现出色的换相转矩波动抑制性能并且保证制动转矩大小可控。

为了使制动转矩换相无波动且在全速范围内大小可控，需要判断两种调制策略的切换点。调制策略切换点判断的主要任务就是根据特定电机参数以及设计者要求将电机转速进行合理分区，以确保在高速区和低速区内分别使用调制策略1和调制策略2时，电机制动转矩大小充分可控且换相转矩波动充分接近理论值零。

换相电流控制主要是设计换相占空比补偿控制器，使其与主控制器相互配合构成电流控制器，最终计算出合适的换相占空比，实现无刷直流电机制动转矩在全速范围内理论上无换相波动的目的。

该控制方法的具体设计步骤如下：

1)在桥式逆变器前端加入电压值为电机额定电压的电压源。

2)编写调制策略1和调制策略2作为本控制方法所采用的调制策略。

3)根据下式计算调制策略切换判断程序所需转速点ω_cut和ω_con。

式中，I_ref＝T_ref/(2K_e)，T_ref为制动转矩参考值的幅值，K_e为相反电势系数，R_s为电机铭牌上相绕组的标称值，v_d为桥式逆变电路中所使用MOS管反并联二极管的正向导通压降。ω_cut和ω_con是两种调制策略间切换时的两个关键转速点，在ω_cut进行调制策略切换可以保证制动转矩在全速范围内大小可控，在ω_con进行调制策略切换可以保证制动转矩在全速范围内无换相波动。

4)根据下式计算在整个制动过程中所允许的最大转矩波动对应的电流变化量Δi。

Δi＝ΔT_e/(2K_e)

5)设计调制策略切换判断流程为：首先判断电机瞬时转速ω_m小于等于ω_cut是否成立，若条件成立则进行下一步判断，否则调制策略设定为调制策略1。若上述条件成立，判断电机电流设定值与反馈值差值小于Δi且电机瞬时转速ω_m大于等于ω_con是否成立，若条件成立则维持调制策略1，否则调制策略设定为调制策略2。以上判断只在电机导通区周期性进行。

6)根据下式计算补偿控制器在电机换相期间输出占空比D_f。该值在换相初始时刻计算，在换相全过程保持不变。

式中，为主控制器在换相开始前一时刻输出的占空比值。当调制策略为调制策略1时，D_x＝D₁，其表达式如下

当调制策略为调制策略2时，D_x＝D₂，其表达式如下

以上两式中，ω_m为电机转速瞬时值，U_dc为桥式逆变器前端电压源的电压幅值。

在电机导通区，补偿控制器输出的占空比为0。

7)设计主控制器。主控制器可采用任何受电机参数变化影响较小的控制器。最终电流控制器的输出为主控制器输出与补偿控制器输出之和。

所述电压源应为蓄电池组，或电流可双向流动且能够提供稳定电压的电力电子变换器。

所述无刷直流电机在一个电周期内采用六步换相驱动策略。在每一步中，无刷直流电机只有两相存在驱动电流，另一相不存在驱动电流，存在驱动电流的电机定子绕组及三相桥式逆变器对应桥臂被称为导通相，不存在驱动电流的电机定子绕组及三相桥式逆变器对应桥臂被称为断开相。在一个电周期内，每一相共导通120°电角度。相对于电机，某一相导通时，若有电流流入，则称其为正向导通相，若有电流流出，则称其为负向导通相。

所述调制策略1特指为以下调制策略：导通的每一相，在其导通的前60°内，其对应的上、下桥臂MOS管同时保持关断。在其导通的后60°内，若导通相为正向导通相，则其对应的上桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波；若导通相为负向导通相，则其对应的下桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波。

所述调制策略2特指为以下调制策略：导通的每一相，若为正向导通相，则在其导通的前60°内，其对应的上桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波，在其导通的后60°内，其对应的上桥臂MOS管保持恒通；若为负向导通相，则在其导通的前60°内，其对应的下桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波，在其导通的后60°内，其对应的下桥臂MOS管保持恒通。

所述步骤5)调制策略切换流程也可以根据需要更改为在转速点ω_cut切换调制策略或在转速点ω_con切换调制策略或在ω_cut与ω_con之间任一点切换调制策略。在转速点ω_cut切换两种调制策略，从理论上可以保证制动转矩在全速范围内大小可控，在转速点ω_con切换两种调制策略，从理论上可以保证制动转矩在全速范围内无换相波动，在两个转速点之间的某一点切换调制策略可以综合考虑转矩可控性和换相转矩波动抑制。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明的基本原理如图1所示。***包括：直流电压源U_dc、三相桥式逆变器、无刷直流电机、电流传感器和制动控制器，其中，三相桥式逆变器前端接有滤波电容和直流电压源，直流电压源的大小为U_dc。直流电压源应为蓄电池组或电流可双向流动且电压恒定的电力电子变换器。电流传感器与霍尔传感器将电流采样值与霍尔信号周期性输入制动控制器。制动控制器根据电流采样值，计算出电流误差，然后经过内部电流控制器得到PWM斩波所需占空比，同时根据霍尔信号计算电机转速、判断电机运行区域，用于调制策略切换判断和换相逻辑控制。最终制动控制器对占空比、调制策略切换判断信号以及换相逻辑进行综合处理，选择调制策略并输出PWM斩波信号驱动三相桥式逆变器，实现电机制动。

其中，无刷直流电机、三相桥式逆变器和电流传感器与常见的无刷直流电机驱动***中的结构相同，本发明实施例对此不做赘述。

图1中的制动控制器可以再细分为电流控制器、脉冲发生器、调制策略选择器、换相逻辑、调制策略切换判断器和非换相相电流计算六部分。其中电流控制器、调制策略选择器和调制策略切换判断器为本发明的主要部分。

参见图2a，f_a(θ)、f_b(θ)、f_c(θ)为a、b、c三相的相反电势波形函数。制动状态下相电流和反电势波形函数关系比较特殊，但是在两两导通模式下同样可以将360°电周期分为六个区(Ⅰ、Ⅱ……Ⅵ)，每个区占60°电角度。

参见图2b，根据制动状态下的相电流与反电势波形函数特殊关系，经过理论推导，在电机制动状态下的高速区，图2b所示调制策略理论上可以确保输出转矩可控且换相转矩波动趋于零，被本方法选用为调制策略1。

参见图2c，根据制动状态下的相电流与反电势波形函数特殊关系，经过理论推导，在电机制动状态下的低速区，图2c所示调制策略理论上可以确保输出转矩可控且换相转矩波动趋于零，被本方法选用为调制策略2。

参见图3a，电压源为幅值大小与无刷直流电机额定电压相同的蓄电池组或电流可以双向流动且电压值恒定的电力电子变换器，在电机制动时用来维持逆变器前端电压稳定且可以为电机提供制动能量，同时也能够将电机回馈的能量存储在储能设备中。

上述三相桥式逆变器由T₁～T₆六个MOS管和D₁～D₆六个反并联二极管构成。i_a、i_b、i_c为a、b、c三相的相电流。

参见图3b，在每一个导通周期，无刷直流电机的三相绕组都可根据电流实际方向分为正向导通相、负向导通相和断开相。正向导通相、负向导通相和断开相的端电压分别记为v_p、v_n、v_o，端电压的参考零电平是图3b中的O点电平。正向导通相、负向导通相和断开相的相电流分别记为i_p、i_n、i_o，同理，各相反电势分别记为e_p、e_n、e_o。无刷直流电机各相绕组电阻和电感分别为R_s和L_s，中性点电位为v_NO。反并联二极管正向导通压降为v_d。

电机进行电磁制动时，回馈制动和能耗制动均不能将电机从额定转速降到零或较小转速且保持充足的制动转矩。本发明通过采用回馈制动(调制策略1)与反接制动(调制策略2)相结合的方法很好地克服了单独采用回馈制动或能耗制动方法时的缺点。但是回馈制动(调制策略1)切换到反接制动(调制策略2)时需要判断切换点转速ω_cut，否则随意切换会导致转矩不可控。

参见图3b，经分析，切换点转速ω_cut为使回路①或回路②中电流变化率为零的转速。其中，回路①由电机正向导通相、负向导通相和D_nH、T_pH组成，回路②由电机正向导通相、负向导通相和D_pL、T_nL组成。通过KVL定律，在以上回路中可求得

在一个控制周期内，有t<<τ即e^-t/τ≈1，τ＝L_s/R_s。在该回路中令电流变化率为零，可求得切换点转速ω_cut为

I_ref为参考电流幅值。

电机进行制动时，在保证制动转矩大小可控的同时还应该保证换相转矩波动最小。参见图4，以电机采用调制策略1且由图2a中导通区Ⅰ向导通区Ⅱ切换为例，此时无刷直流电机端电压方程如下：

上式中相电流皆为一个调制周期T_s内的平均值，D₁为调制策略1下的占空比。以图4相电流和相反电势方向为正方向，忽略换相时反电势变化，有e_a＝E(ω_m)＝K_eω_m，e_b＝e_c＝-E(ω_m)＝-K_eω_m，与i_a ^*+i_b ^*+i_c ^*＝0一起代入式(3)并整理得

为了保持换相转矩无波动，令di_a ^*/dt＝0且|i_a ^*|＝I_ref，由图4可知i_a ^*<0，故i_a ^*＝-I_ref，代入式(4)可得

对于某一转速区间，若有0≤D₁≤1，则在该转速区间上，采用调制策略1可以保证换相转矩无波动。将式(5)代入0≤D₁≤1，求得该转速区间为(2v_d+3I_refR_s)/(4K_e)≤ω_m，又由于ω_m≤ω_mN，ω_mN为电机额定转速，故采用调制策略1时，换相转矩无波动的转速区间为ω_m∈[(2v_d+3I_refR_s)/(4K_e)，ω_mN]。同理可得采用制动状态调制策略2时，换相转矩无波动的转速区间为ω_m∈[0，(2v_d+3I_refR_s)/(4K_e)]，此时输出占空比D₂为

调制策略1和调制策略2维持换相转矩无波动的转速恰好衔接，且交接点ω_con为

换相转矩无波动的交接点ω_con与维持制动转矩可控的切换点ω_cut并不能重合且ω_con<ω_cut，但是二者差值较小。在制动的全速范围内，若采用ω_cut作为两种调制策略的切换点，可保证制动转矩在全速范围内大小可控，但是不能保证制动转矩在全速范围内无换相波动，若采用ω_con作为两种调制策略的切换点，可以保证制动转矩在全速范围内无换相波动，但不能保证制动转矩大小可控，为了均衡以上两个切换点，本方法根据ω_cut、ω_con以及允许的最大转矩波动所对应的电流变化量Δi，来判断最终的调制策略切换转速。

参见图5，在切换调制策略时，首先判断电机瞬时转速ω_m与ω_cut大小关系，其次判断电流参考值和反馈值的差值与Δi大小关系，同时判断电机瞬时转速ω_m与ω_con大小关系，最终判断是否切换调制策略，从而保证转矩的可控性以及换相转矩波动最小。

表1电机参数

在本实施例中，v_d＝1.3V，参考电流I_ref＝14A。根据表1中电机参数，给出本发明一种用于无刷直流电机电磁制动转矩平稳控制方法的具体实施例：

(1)根据式(2)计算ω_cut＝26.2rad/s，转换成转速n_cut＝250.1r/min。

(2)根据式(7)计算ω_con＝20.9rad/s，转换成转速n_con＝199.7r/min。

(3)在本实施例中允许的转矩波动最大值为ΔT＝0.2N·m，由Δi＝ΔT/(2K_e)求得最大转矩波动所对应的最大电流变化量为Δi＝0.78A。

(4)将ω_cut、ω_con和Δi代入调制策略切换判断流程即图5。

(5)编写分段PI控制算法作为主控制器算法。参见图6，本实施例分段PI控制器由3个传统PI控制器f₁、f₂和f₃组成，其输出分别为d₁、d₂和d₃。其中控制器f₁控制制动状态的低速区[0，n*]，n*由调制策略切换判断器确定；控制器f₂和f₃分别控制制动状态高速区[n*，600]中的不同区域，具体的转速分段为

由上式可以看出，总输出D_b经d₁切换到d₂时调制策略发生了变化，需要立即切换，而经d₂切换到d₃时，调制策略未发生变化，需要平稳过渡。在过渡区[400，450]，总输出D_b为d₂和d₃加权求和的结果。

式(8)中，α、β∈[0，1]，为PI控制器f₂、f₃的输出d₂、d₃的线性加权系数，二者大小只与转速有关，其作用是保证总输出D_b经d₂平滑过渡到d₃，在本实施例中，以上两个系数的表达式为

(6)计算补偿制器输出：换相时刻，D_f＝D_x–D_b*，非换相时刻D_f＝0。式中D_x根据不同调制策略选为D₁或D₂，D_b ^*为换相前一时刻主控制器的输出值。补偿控制器的输出只在换相开始时刻进行计算，在换相过程中保持不变。

(7)参见图7，周期性计算电流控制器的输出占空比D。

(8)参见图2a至图2c，根据制动状态调制策略1和调制策略2与反电势波形函数对应关系编写调制策略程序，并保存在调制策略选择器中，以便调制策略选择器根据调制策略切换判断器的输出及时切换调制策略。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

综上所述，本发明可以在全速范围内维持制动转矩的换相波动接近理论值零且保证其大小可控，方法简单。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法，其特征是，适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法，包括调制策略切换和换相电流控制两部分；调制策略切换：根据特定电机参数以及设计者要求将电机转速进行合理分区，分为高速区和低速区；高速区使用回馈制动即调制策略1，低速区使用反接制动即调制策略2；换相电流控制是设计换相占空比补偿控制器，使其与主控制器相互配合构成电流控制器，最终计算出合适的换相占空比；具体步骤如下：

1)在桥式逆变器前端加入电压值为电机额定电压的电压源；

2)编写调制策略1和调制策略2作为本控制方法所采用的调制策略；

3)根据下式计算调制策略切换判断程序所需转速点ω_cut和ω_con：

式中，I_ref＝T_ref/(2K_e)，T_ref为制动转矩参考值的幅值，K_e为相反电势系数，R_s为电机铭牌上相绕组的标称值，v_d为桥式逆变电路中所使用MOS管反并联二极管的正向导通压降；ω_cut和ω_con是两种调制策略间切换时的两个关键转速点，在ω_cut进行调制策略切换用以保证制动转矩在全速范围内大小可控，在ω_con进行调制策略切换用以保证制动转矩在全速范围内无换相波动；

4)根据下式计算在整个制动过程中所允许的最大转矩波动对应的电流变化量Δi：

△i＝△T_e/(2K_e)

△T_e为转矩波动最大值；

5)设计调制策略切换判断流程为：首先判断电机瞬时转速ω_m小于等于ω_cut是否成立，若条件成立则进行下一步判断，否则调制策略设定为调制策略1；若上述条件成立，判断电机电流设定值与反馈值差值小于Δi且电机瞬时转速ω_m大于等于ω_con是否成立，若条件成立则维持调制策略1，否则调制策略设定为调制策略2，以上判断只在电机导通区周期性进行；

6)根据下式计算补偿控制器在电机换相期间输出占空比D_f，该值在换相初始时刻计算，在换相全过程保持不变：

式中，为主控制器在换相开始前一时刻输出的占空比值，当调制策略为调制策略1时，D_x＝D₁，其表达式如下

当调制策略为调制策略2时，D_x＝D₂，其表达式如下

以上两式中，ω_m为电机转速瞬时值，U_dc为桥式逆变器前端电压源的电压幅值；

在电机导通区，补偿控制器输出的占空比为0；

7)设计主控制器；最终电流控制器的输出为主控制器输出与补偿控制器输出之和。

2.如权利要求1所述的适用于无刷直流电机的平稳电磁制动方法，其特征是，所述无刷直流电机在一个电周期内采用六步换相驱动策略，在每一步中，无刷直流电机只有两相存在驱动电流，另一相不存在驱动电流，存在驱动电流的电机定子绕组及三相桥式逆变器对应桥臂被称为导通相，不存在驱动电流的电机定子绕组及三相桥式逆变器对应桥臂被称为断开相；在一个电周期内，每一相共导通120°电角度；相对于电机，某一相导通时，若有电流流入，则称其为正向导通相，若有电流流出，则称其为负向导通相；

所述调制策略1特指为以下调制策略：导通的每一相，在其导通的前60°内，其对应的上、下桥臂MOS管同时保持关断；在其导通的后60°内，若导通相为正向导通相，则其对应的上桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波；若导通相为负向导通相，则其对应的下桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波；

所述调制策略2特指为以下调制策略：导通的每一相，若为正向导通相，则在其导通的前60°内，其对应的上桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波，在其导通的后60°内，其对应的上桥臂MOS管保持恒通；若为负向导通相，则在其导通的前60°内，其对应的下桥臂MOS管以计算出的占空比进行斩波，在其导通的后60°内，其对应的下桥臂MOS管保持恒通；

所述步骤5)调制策略切换流程也可以根据实际需要更改为在转速点ω_cut切换调制策略或在转速点ω_con切换调制策略或在ω_cut与ω_con之间任一点切换调制策略，在转速点ω_cut切换调制策略，从理论上可以保证制动转矩在全速范围内大小可控，在转速点ω_con切换调制策略，从理论上可以保证制动转矩在全速范围内无换相波动，在两个转速点之间的某一点切换调制策略可以综合考虑转矩可控性和换相转矩波动抑制；

所述主控制器采用分段PI控制器、模糊控制器、滑模变结构控制器中的一种。

3.一种适用于无刷直流电机的平稳电磁制动装置，其特征是，由直流电压源U_dc、三相桥式逆变器、无刷直流电机、电流传感器、霍尔传感器和制动控制器构成，其中，三相桥式逆变器前端接有滤波电容和直流电压源，直流电压源的大小为U_dc；直流电压源应为蓄电池组或电流可双向流动且电压恒定的电力电子变换器；电流传感器与霍尔传感器将电流采样值与霍尔信号周期性输入制动控制器；制动控制器根据电流采样值，计算出电流误差，得到PWM斩波所需占空比，同时根据霍尔信号计算电机转速、判断电机运行区域，用于调制策略切换判断和换相逻辑控制，最终制动控制器对占空比、调制策略切换判断信号以及换相逻辑进行综合处理，选择调制策略并输出PWM斩波信号驱动三相桥式逆变器，实现电机制动；其中，制动控制器由电流控制器、脉冲发生器、调制策略选择器、换相逻辑、调制策略切换判断器和非换相相电流计算六部分构成，根据电流反馈值与参考值的差值判断电机处于换相区还是导通区，电流控制器计算出合适的占空比，输入脉冲发生器；脉冲发生器根据输入占空比以及内部设定的载波信号输出PWM斩波信号；该PWM斩波信号经由调制策略选择器和换相逻辑最终输入到三相桥式逆变器对应MOS管；在此过程中，调制策略选择器根据调制策略切换判断器的输出信号选择所采用的调制策略，换相逻辑根据电机所处位置判断电机导通相，以上二者共同判断逆变器上的6个MOS管中需要进行斩波的MOS管。

4.如权利要求3所述的适用于无刷直流电机的平稳电磁制动装置，其特征是，所述三相桥式逆变器由T₁～T₆六个MOS管和D₁～D₆六个反并联二极管构成，i_a、i_b、i_c为a、b、c三相的相电流；

在每一个导通周期，无刷直流电机的三相绕组都可根据电流实际方向分为正向导通相、负向导通相和断开相；正向导通相、负向导通相和断开相的端电压分别记为v_p、v_n、v_o，端电压的参考零电平为直流电压源负极；正向导通相、负向导通相和断开相的相电流分别记为i_p、i_n、i_o，同理，各相反电势分别记为e_p、e_n、e_o；无刷直流电机各相绕组电阻和电感分别为R_s和L_s，中性点电位为v_NO；反并联二极管正向导通压降为v_d。

5.如权利要求3所述的适用于无刷直流电机的平稳电磁制动装置，其特征是，在电机制动过程中，通过采用回馈制动即调制策略1和反接制动即调制策略2在恰当的转速点进行切换，以及由主控制器和换相补偿控制器组成的电流控制器输出合适的占空比来确保制动转矩平稳可控并减小换相转矩波动。