CN106099990A - 高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制***，电压质量改善器采用三相四桥臂结构的串、并联型变流器，其中，串联型变流器连接配电网电源，并联型变流器连接负载，串联型变流器输出经过LC滤波器后，通过串联变压器串入配电网，并联型变流器经过电感并入配电网，双向晶闸管串联限流电感后，再与串联变压器并联，构成旁路回路；电解电容并联于直流侧，稳定直流电压，快速储能元件采用超级电容柜，通过DC／DC变换器与直流侧进行能量的交换与缓冲。本发明的电压质量改善器解决了具有磁饱和特性负载在串联补偿装置投入或退出***时引起的磁饱和以及偏磁问题，避免了冲击电流带来的破坏性影响，并实现安全有效的补偿。

Description

高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制***

技术领域

本发明涉及一种高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制***，属于分布式发电技术领域。

背景技术

高渗透分布式发电的中低压配电网中，分布式发电***带来的能量流波动会引起电压质量问题；配电网自身由于***故障等原因会引起电压质量问题：越来越多的非线性负荷、不平衡负荷等会引起电流谐波、不平衡等问题，从而也影响到电压质量。采用电力变流器/逆变器型DG构成电压质量改善装置，可以解决配电网中的各类电压质量问题。

针对带分布式发电的配电网电压质量的控制问题，国内外解决方案通常基于两种方法：能量管理***EMS(Energy Management System)和定制电力技术CPT(Custom PowerTechnology)。

(1)EMS方案

EMS通过合理分配管理区域内的各个分布式发电，与配电网结合实现电压的稳定；在高渗透率DG的场合，一般进行分区管理，即各区域间通过带重合性能的断路器隔开，微机保护协调各区；还可根据实际现场需要，优化配置多个分布式发电，降低产生电压质量问题的几率。

(2)CPT方案

CPT应用电力电子技术来改善电压质量问题，将电力电子装置或称静态(静止/固态)控制器，用于中低压输配电***，使提供的电力达到用户所需的可靠性水平和电压质量水平。CPT中的DFACTS技术，作为电力***研究的新领域，是柔性输电技术FACTS(FlexibleAC Transmission Systems)在配电网中的延伸；DFACTS技术将电力电子技术、信息技术、控制技术等结合起来，专注于用户侧(配电***)的控制灵活性和电能质量，为现代电力***提供了一种全新、全面的解决策略。DFACTS装置主要有：有源滤波器APF(ActivePower Filter)、配电静止同步补偿器DSTATCOM(Distribution STATCOM)、不问断电源UPS(Uninterruptible Power Supply)、动态电压恢复器DVR(Dynamic Voltage Restorer)、统一电能质量改善器UPQC(Unified Power Quality Conditioner)，其中的APF、DSTATCOM、DVR实际应用前景广阔，UPQC则被认为是功能最为全面、最为理想的方法。

分布式发电下配电网电压质量控制技术方案，电网电压发生暂降、骤升或谐波时，串联变流器注入补偿电压以保持关键负荷的电压波形不发生变化。串联变压器可以有效隔离串联变流器和电网的电气连接，但一旦串联变压器发生过饱和，注入的电压会产生极大的激磁涌流，威胁变压器及串联变流器的安全运行，并会大大增加继电保护误动作的可能性，降低了供电可靠性。通过变压器的结构设计，减小变压器铁心的最大磁通密度、增大铁心截面，可以降低变压器铁心的额定工作点、增大饱和裕度，以保证即使发生直流偏磁铁心也不会过度饱和；方法虽然简单直接，但会造成铁心截面过大、极大消耗有效材料、增加运行时的铁损、经济性下降、制造成本高、体积及重量庞大、不便运输等一系列问题。三次谐波注入法、直流注入法以及交流注入法等可用来维持磁通平衡，避免磁饱和，效果明显，但控制方法较为复杂。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的缺陷，提供一种高渗透率分布式光伏电压质量改善器及其控制***。

为解决上述技术问题，本发明提供一种高渗透率分布式光伏电压质量改善器，电压质量改善器采用三相四桥臂结构的串联型变流器和并联型变流器，其中，串联型变流器的四个端口连接配电网电源，并联型变流器的四个端口连接负载；串联型变流器的三相输出经过由电感Ls和电容Cs构成的LC滤波器后，通过串联变压器串入配电网；并联型变流器的三相输出经过电感Lp并入配电网，电感Lp还串联有预充电电阻R1和接触器KMpl、KMp2；双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC分别串联限流电感LA、LB、LC后，再分别与串联变压器TsA、TsB、TsC并联，构成旁路回路；电解电容Cdcl、Cdc2串联后，并联于直流侧，稳定直流电压；快速储能元件采用超级电容柜，通过DC/DC变换器与直流侧进行能量的交换与缓冲；所述电压质量改善器还包括泄放电阻R2和升压电感Lb。

前述的串联变压器选择升压变压器。

前述的超级电容柜选择200个超级电容器串联使用。

前述的电压质量改善器实现了磁通控制策略，磁通控制方法如下：设定串联变压器原边电流的阈值，串联型变流器投入运行时，通过电流互感器检测原边电流，当该电流达到设定阈值时，认为磁通饱和，此时停止串联型变流器的输出，以维持磁通不再增加；当补偿电压过零后，串联型变流器继续输出，为消除上半周内磁通饱和造成的偏磁，该半周输出电压达到120％的原计算输出值，该半周之后的时间内正常输出即可。

前述的电压质量改善器实现了投切控制策略，电压质量改善器接入配电网进行工作后，直流母线电压此时为超级电容柜的电压，控制闭合接触器KMp1和KMp2，交流380V电源通过预充电电阻R1、并联型变流器向直流侧充电，充电完成后，闭合接触器KMp1、断开接触器KMp2；DC/DC变换器开始工作，调整直流侧电压至设定值690V，检测电网电压与负载电流，负载侧不平衡或谐波含量超出要求时，并联型变流器投入运行；电网电压出现电压暂降、骤升电压质量问题时，串联型变流器投入运行，输出补偿电压变化，电压质量问题消除后，串联型变流器退出工作，通过双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC的旁路。

高渗透率分布式光伏电压质量改善器的控制***，包括供电电源、模数转换单元、DSP数字信号处理器和隔离驱动单元；所述供电电源供给模数转换单元、DSP数字信号处理器和隔离驱动单元所需直流电源；电压采样和电流采样的模拟信号通过模数转换单元变成数字量后送入DSP数字信号处理器；DSP数字信号处理器对输入的数字量进行信号处理、数学运算、逻辑判断，按照控制策略要求输出所需信号；DSP数字信号处理器输出信号包括PWM信号，SCR信号和KM信号，隔离驱动单元将DSP数字信号处理器输出信号中的PWM信号输出至电压质量改善器的串联型变流器、并联型变流器和DC/DC变换器，将SCR信号输出至电压质量改善器的双向晶闸管，将KM信号输出至电压质量改善器的接触器，实现对高渗透率分布式光伏电压质量改善器的控制。

前述的隔离驱动单元将***保护信号输出至DSP数字信号处理器。

前述的电压采样采用电阻分压采样，电压采样后通过隔离运算放大器HCPL7800以及阻抗运算放大器CA3140进入模数转换单元；所述电流采样采用LEM电流传感器，电流采样后，输出信号直接进入模数转换单元。

前述的模数转换单元采用MAXl25芯片，并且选用驱动缓冲三态门电路74F245芯片实现与DSP数字信号处理器的电平匹配和速度匹配。

本发明所达到的有益效果：

本发明的高渗透率分布式光伏电压质量改善器，基于磁通平衡原理，提供一种磁饱和抑制策略，通过控制串联补偿装置的输出电压，解决了具有磁饱和特性负载在串联补偿装置投入或退出***时引起的磁饱和以及偏磁问题，避免了冲击电流带来的破坏性影响，并实现安全有效的补偿。

本发明通过串联变流器输出无功功率，串、并联变流器共同完成无功补偿功能，提高了串联变流器的利用率。

附图说明

图1为飞跨直流母线电容中点的电压质量改善装置拓扑结构；

图2为三相三桥臂带隔离变压器的电压质量改善装置拓扑结构；

图3为三相四桥臂的电压质量改善装置拓扑结构；

图4为电压质量改善装置串联接入配电网示意图；

图5为串联控制原理图；

图6为本发明的电压质量改善器主电路结构图；

图7为本发明的电压质量改善器主电路参数等效电路图；

图8为电压质量改善器的控制***框图；

图9为电压电流采样调理及模数转换流程框图；

图10为三相软件锁相环控制流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

电压质量改善器融合了串联型补偿装置和并联型补偿装置的性能，并以快速储能为基础构成直流环节，提供补偿所需能量以及平衡缓冲串、并联变流器之间的能量流。在高渗透分布式发电的中低压配电网中，电压质量改善器解决分布式发电功率流波动带来的电压质量问题的同时，还可解决配电网自身带来的各类电压质量问题。

电压质量改善装置的拓扑结构类型众多，三相***实际应用中，以三相四线制飞跨直流母线电容中点、三相三桥臂带隔离变压器结构、三相四桥臂结构三种类型较为常用。

如图1所示为三相四线制飞跨直流母线电容中点结构，利用两直流母线电容中点作为***输出电压的中点构成中线，与三相三桥臂组成三相四线制电压质量改善装置拓扑结构。该电路功率器件较少，成本较低；但直流电压利用率偏低，输出相电压的峰值还不到直流母线电压的一半，中点需平衡控制，且所需直流母线电容的容量较大。

如图2所示为三相三桥臂带隔离变压器的电压质量改善装置拓扑结构。三相三桥臂变流器和负载之间接入△Ⅳ变压器，变压器初级绕组选择△形连接，可使不平衡产生的零序电流在变压器三相初级线圈内循环流动；变压器次级绕组选择Y形接法，可提供不平衡负载时中线电流通路。由于变压器工作在基波频率，体积、重量较大，成本较高。

在传统三相桥式逆变器的基础上增加一个桥臂，即构成图3所示的三相四桥臂的电压质量改善装置拓扑结构。功率器件增多使得控制器设计和调试相对复杂，但该结构可以直接控制中性点电压，既可实现三相工作又可单相工作，自由度高，适用场合广；三相控制***能够相互独立控制，控制方法灵活多样，可以很好的解决三相电压不平衡以及不平衡负载带来的问题。

本发明选择三相四桥臂的电压质量改善装置拓扑结构。如图3所示，U_d为等效直流电源，可由超级电容器、蓄电池等为核心构成的储能单元供电，也可通过电网在正常工作时供电；三相四桥臂变流器经由阻感滤波后，可通过A、B、C、N端口与配电网串联或并联。

配电网中负载不对称时，由于线路具有一定的阻抗，负载的各相电压必然产生不平衡；配电网发生功率流波动时，也会造成负载电压波动，都会产生相应的电压质量问题。改善电压质量，即要保证关键负载上的电压保持三相对称的正弦波电压。根据图3所表示的变量，建立数学模型，得到各变量之间的关系，采用对称分量法提取输出电压的正序、负序以及零序各个序分量，分别进行控制以实现改善电压质量的目的。

C为滤波电容，R、L、R_n、L_n为滤波阻感，a、b、c、m、n、g代表图3(四桥臂的电压质量改善装置拓扑结构)中标示的各个节点，u_an表示节点a、n之间电压，i_La表示a相上流经电感的电流值，其它类似，根据电路原理可得如下关系：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{an}\\ u_{bn}\\ u_{cn}\end{array}\right]=(R+L_s)\left[\begin{array}{c}{i}_{La}\\ i_{Lb}\\ i_{Lc}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u}_{ao}\\ u_{bo}\\ u_{co}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u}_{gn}\\ u_{bo}\\ u_{co}\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{mn}=(R_n+L_{n}s)i_g+u_{gn}\\ -i_g=i_{La}+i_{Lb}+i_{Lc}\end{array}\right.---\left(2\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{La}\\ i_{Lb}\\ i_{Lc}\end{array}\right]=C_s\left[\begin{array}{c}{u}_{ao}\\ u_{bo}\\ u_{co}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{i}_{ao}\\ i_{bo}\\ i_{co}\end{array}\right]---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{ao}=u_{ao\_p}+u_{ao\_n}+u_{ao\_0}\\ u_{bo}=u_{bo\_p}+u_{bo\_n}+u_{bo\_0}\\ u_{co}=u_{co\_p}+u_{co\_n}+u_{co\_0}\end{array}\right.---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{an}=u_{an\_p}+u_{an\_n}+({\tilde{u}}_{{\mathrm{an}}_0}+\frac{U_d}{2})\\ u_{bn}=u_{bn\_p}+u_{bn\_n}+({\tilde{u}}_{bn\_0}+\frac{U_d}{2})\\ u_{cn}=u_{cn\_p}+u_{cn\_n}+({\tilde{u}}_{cn\_0}+\frac{U_d}{2})\end{array}\right.---\left(5\right)$

由式(1)可得:

$\left[\begin{array}{c}{u}_{an\_p}\\ u_{bn\_p}\\ u_{cn\_p}\end{array}\right]=(R+L_s)\left[\begin{array}{c}{i}_{La\_p}\\ i_{Lb\_p}\\ i_{Lc\_p}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u}_{ao\_p}\\ u_{bo\_p}\\ u_{co\_p}\end{array}\right]---\left(6\right)$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{an\_n}\\ u_{bn\_n}\\ u_{cn\_n}\end{array}\right]=(R+L_s)\left[\begin{array}{c}{i}_{La\_n}\\ i_{Lb\_n}\\ i_{Lc\_n}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u}_{ao\_n}\\ u_{bo\_n}\\ u_{co\_n}\end{array}\right]---\left(7\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{La\_p}\\ i_{Lb\_p}\\ i_{Lc\_p}\end{array}\right]=C_s\left[\begin{array}{c}{u}_{ao\_p}\\ u_{bo\_p}\\ u_{co\_p}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{i}_{ao\_p}\\ i_{bo\_p}\\ i_{co\_p}\end{array}\right]---\left(8\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{La\_n}\\ i_{Lb\_n}\\ i_{Lc\_n}\end{array}\right]=C_s\left[\begin{array}{c}{u}_{ao\_n}\\ u_{bo\_n}\\ u_{co\_n}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{i}_{ao\_n}\\ i_{bo\_n}\\ i_{co\_n}\end{array}\right]---\left(9\right)$

根据式(6)～(9)可知，输出电压的正序和负序分量可以独立控制，而不受零序分量的影响。鉴于正序和负序分量数学模型一致，可以统一控制它们。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{an\_p}+u_{an\_n}\\ u_{bn\_p}+u_{bn\_n}\\ u_{cn\_p}+u_{cn\_n}\end{array}\right]=(R+L_s)\left[\begin{array}{c}{i}_{La\_p}+i_{La\_n}\\ i_{Lb\_p}+i_{Lb\_n}\\ i_{Lc\_p}+i_{Lc\_n}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{u}_{ao\_p}+u_{ao\_n}\\ u_{bo\_p}+u_{bo\_n}\\ u_{co\_p}+u_{co\_n}\end{array}\right]---\left(10\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{La\_p}+i_{La\_n}\\ i_{Lb\_p}+i_{Lb\_n}\\ i_{Lc\_p}+i_{Lc\_n}\end{array}\right]=C_s\left[\begin{array}{c}{u}_{ao\_p}+u_{ao\_n}\\ u_{bo\_p}+u_{bo\_n}\\ u_{co\_p}+u_{co\_n}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{i}_{ao\_p}+i_{ao\_n}\\ i_{bo\_p}+i_{bo\_n}\\ i_{co\_p}+i_{co\_n}\end{array}\right]---\left(11\right)$

$\frac{1}{3}(u_{an}+u_{bn}+u_{cn})=\frac{1}{3}(R+L_s)(i_{La}+i_{Lb}+i_{Lc})+\frac{1}{3}(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})+u_{gn}---\left(12\right)$

$\frac{1}{3}(i_{La}+i_{Lb}+i_{Lc})=\frac{1}{3}{C}_s(u_{ao}+u_{bo}+u_{co})+\frac{1}{3}(i_{ao}+i_{bo}+i_{co})---\left(13\right)$

$u_{gn}=\frac{U_d}{2}+{\tilde{u}}_{mn}-(R_n+L_{n}s)i_g---\left(14\right)$

$i_{La\_0}=-\frac{1}{3}{i}_g---\left(15\right)$

${\tilde{u}}_{an\_0}+\frac{U_d}{2}=(R+L_s)i_{La\_0}+u_{ao\_0}+u_{gn}---\left(16\right)$

${\tilde{u}}_{an\_0}=-\[(\frac{R}{3}+R_n)+(\frac{L}{3}+L_n)s\]i_g+u_{ao\_0}+{\tilde{u}}_{mn}---\left(17\right)$

${\tilde{u}}_{an\_0}=\[1+(R+3R_n)Cs+(L+3L_n){\mathrm{Cs}}^2\]u_{ao\_0}+\[R+3R_n+(L+3L_n)s\]i_{ao\_0}+{\tilde{u}}_{mn}---\left(18\right)$

从式(18)可以看出，输出电压的零序分量可由三相电压参考信号或第四桥臂参考信号的控制来实现。一般情况下，三相电压参考信号用于灵活控制三相输出电压的正、负序分量，与第四桥臂相对独立，故而采用第四桥臂参考信号控制输出电压的零序分量。通过三相四桥臂结构实现电压正序、负序及零序各分量的控制，即可得到电压的标准正弦输出。

本发明的电压质量改善器采用串联方式接入配电网，电压质量改善器串联接入配电网时，一般通过变压器接入电网，如图4所示，A1与A2、B1与B2、C1与C2分别串入三相回路。此处为分析方便，假定采用了变比为1：l的理想变压器。图5所示为单相串联控制原理图，电压质量改善装置看作一个电压源弘；U_G代表配电网电压；U_s代表电压源弘电压；Z代表包括电源内阻在内的线路阻抗，I为流过该阻抗的电流；U_L为负载电压。

配电网***正常运行时，电压源弘不必发挥作用，而当配电网***出现电压质量问题时，就需要进行控制以保证负载的电压质量，下面以配电网电压出现暂降和***带不平衡负载两种独立情况下分别对串联控制进行功率特性分析。

由图5电路关系可知，

U_L＝U_G-IZ+U_s (19)

配电网***正常时，U_s＝0，即U_L＝U_G-IZ。某时刻U_G跌落为U_sag时，若要维持负载电压值不变，需要补偿暂降过程中的配电网跌落电压。只要输出以使得电流维持原来的数值，负载电压值就会维持原来的值，根据式(19)可得，

$I=\frac{U_{sag}+U_s-U_L}{Z}---\left(20\right)$

令U_s＝U_G-U_sag，即可满足要求，此时电压源弘U_s输出的视在功率S_s可通过式(21)近似求得。

S_s＝I·U_s＝I·(U_G-U_sag) (21)

配电网***带不平衡负载时，采用串联控制补偿；由式(19)可知，U_G不变的情况下，各相电流不平衡，则导致阻抗Z的压降不平衡，使得U_L不平衡。利用电压源U_s以去补偿阻抗Z的压降变化，可保持三相负载电压平衡。假设变化后的电流为I_x，三相平衡电流为I，则U_s可表示为，

U_s＝(I_x-I)·Z (22)

然而，该补偿方式在许多情况下并不适用，诸如***某相开路或者***带三相不平衡的恒流型负载的情况。

综上所述，本发明设计了一种高渗透率分布式光伏电压质量改善器，如图6所示，本发明的电压质量改善器主电路结构图，电压质量改善器的串联型变流器和并联型变流器均为三相四桥臂结构，其中，A1、B1、C1、N1为串联型变流器的四个端口，连接配电网电源，A2、B2、C2、N2为并联型变流器的四个端口，连接负载。串联型变流器的三相输出经过由电感Ls和电容Cs构成的LC滤波器以及串联变压器TsA、TsB、TsC后串入配电网，并联型变流器的三相输出经过电感Lp并入配电网，电感Lp还串联有预充电电阻R1和接触器KMpl、KMp2，预充电电阻R1，限制充电电流。双向晶闸管SCRA～SCRC分别串联限流电感LA～LC后，再与串联变压器TsA～TsC并联，构成旁路回路。电解电容Cdcl和Cdc2串联后并联于直流侧，稳定直流电压。超级电容柜作为快速储能，通过DC/DC变换器与直流侧进行能量的交换与缓冲。R2为泄放电阻，提供直流母线电压过高时的泄能回路；Lb为升压电感。

本发明的电压质量改善器设计容量100kVA(串、并联变流器各自按照50kVA)，控制电源供电为AC220V，输入输出电压等级AC380V，变流器开关频率fs＝7.2kHz。串、并联变流器额定输出电流有效值为50000/3/220＝75.8A。

各器件参数设计如下：

(1)直流侧稳压电容Cdcl、Cdc2

直流电压需要能够支撑变流器输出交流380V电压，并能产生所需要的补偿电流，即要有足够的能量缓冲能力。SPWM模式下，直流母线电压U_oc可近似由下式计算。

$U_{oc}=\frac{2\sqrt{2}{U}_{AC}}{m}$

其中，“U_AC＝220V，m为调制系数，此处取l，则可求得U_oc＝622V。另外，由于实际中占空比限幅、磁饱和的控制策略、变流器输出滤波器的分压等条件的影响，实际取直流母线电压U_dc为690V，实验采样值为687V。由此可取电容Cdc1、Cdc2的耐压均为450V。

直流母线有不平衡电流波动时，电容Cdc1、Cdc2吸收缓冲能量，引起直流电压纹波，母线电容值可由电流不平衡的峰值求出(由于直流储能环节可以减小电流的波动，此处求取极值，暂不考虑直流储能的调节作用)。

(2)LC滤波器中的电感Ls和电容Cs

串联型变流器的输出LC滤波器的转折频率fn远低于开关频率fs，对开关频率及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用。开关频率fs＝7.2kHz，取滤波器的转折频率为开关频率的1/10，即fn＝720Hz。Ls＝1.27mH，由于串联型变流器要求滤波电感上的压降尽可能小，故而折中取Ls＝1mH，Cs＝50uF。Ls额定电流有效值为75.8A。

(3)并联滤波电感Lp

并联滤波电感Lp值越大，电流的纹波越小，同时电流变化率就越小，并联变流器的动态响应速度越慢，选择时应兼顾两者作用。由于并联型滤波器主要实现谐波抑制和无功补偿的功能，谐波输出的波动要求范围更小，一般取基波额定电流的5％-10％。并联滤波电感Lp的取值范围约在1.27mH-3.18mH，折中考虑取Lp＝3mH，额定电流有效值为75.8A。

(4)限流电感LA、LB、LC

限流电感LA、LB、LC分别与双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC串联，限制支路中的电流。根据工程实际，限流电感阻抗通常取额定负载阻抗的1％左右，故取LA＝LB＝LC＝0.09mH，额定电流有效值为75.8A。

(5)升压电感Lb

根据DC/DC变换电路中，稳态且电流连续时电感与电压的表达关系：

$L_b\frac{\mathrm{\Δ}I}{\mathrm{\Δ}t}=U$

式中，U为DC/DC变换器直流输入电压，即超级电容器的直流电压，此处按照400V计算；ΔI按照额定电流的15％-20％计算；Δt为功率器件每个开关周期内的导通时间，开关频率为7.2kHz，DC/DC变换器输出为VQC直流母线电压U_dc(690V)，可以计算Δt＝(1-400/690)/7200。考虑超级电容器直流电压的波动等问题，升压电感留有裕量，额定电流有效值为1 00kVA/400V＝250A。

(6)变压器TsA、TsB、TsC

串联型变流器的输出经过LC滤波器后，通过串联变压器串入到电网回路中，串联变压器发挥了隔离串联型变流器和电网的作用，并配合三相四桥臂的结构形成三相独立的控制。变压器选择升压变压器，可以降低对串联型变流器开关器件的电流要求；同时直流母线电压维持较高(690V)，还可以降低变流器输出滤波器的要求。

变压器TsA、TsB、TsB基本参数：额定容量50kVA/3＝17kVA，变比为1：2，输入电压(电网侧)AC110V，输出电压(变流器侧)AC220V，电压达到300V时铁芯饱和；输入电流152A；输出电流75.8A；铁心饱和磁密1.98T。串联变压器在投入运行时会产生磁饱和现象。

(7)泄放电阻R2

泄放电阻需满足长期工作要求，功率通常取***容量的10％左右，则可求出泄放电阻R2的功率Pr2＝10％·100＝10kW，泄放电阻R2为50Ω/10kW。

(8)预充电电阻R1

***工作初期，直流母线电压需要充电达到一定水平，否则突加高压于电容两侧，会造成大电流冲击。投入预充电电阻R1后，可与直流侧稳压电容Cdcl、Cdc2构成充电回路，通常在ls-3s内，通过RC充电达到90％的直流电压即可满足要求。根据电路原理取R1＝100fl，根据预充电电阻的平均功率综合考虑，预充电电阻R1为100Ω/1kW。

(9)功率器件

根据各回路电压、电流要求选择功率器件的参数，双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC选择600V/300A；超级电容柜中的IGBT2选择1 700V/1 00A，IGBT3、IGBT4选择1700V/400A；其余IGBT皆选1 700V/300A。

(10)超级电容器组

超级电容器在功率密度以及充放电效率等方面性能优良，使得它适用于作为能量缓冲器来使用。然而超级电容器的端电压很低，一般单只超级电容器的端电压为3V左右，单只超级电容器的储能量也相对较小(此处应用的Maxwell超级电容器，容量3000F，端电压2.7V)，不适用于实际***。

实际应用中通常将多只超级电容器串并联起来组成超级电容器组，用以提供能量或进行功率缓冲，而且一般用于中低压场合。直流侧电压最大值Umax＝NU1＝210*2.5＝525V，直流侧电压最小值Umin＝NU2＝210*1＝210V，要求直流侧电压400V左右，综合考虑最终确定选择200个超级电容器串联使用，并控制单个电容电压维持在2V左右。

(11)主电路参数分析

图7所示为主电路参数的等效电路，根据前述求解的电路参数可知，Ls＝1mH，Cs＝50uF，Lp＝3mH，Cp＝3.3uF，n＝2，Rn＝0.387，jwLn＝j*0.0069，忽略变压器原副边阻抗、电源Us阻抗及Rc阻值。

本发明的电压质量改善器实现了磁通控制，通过检测串联变压器原边的电流，控制串联型变流器的输出，消除串联变压器磁饱和问题的同时，实现有效、简单、实用的电压补偿功能。

磁通控制方法如下：设定串联变压器原边电流的阈值，串联型变流器投入运行时，通过电流互感器检测原边电流，当该电流达到设定阈值时，认为磁通饱和，此时停止串联型变流器的输出，以维持磁通不再增加；当补偿电压过零后，串联型变流器继续输出，为消除上半周内磁通饱和可能造成的偏磁，该半周输出电压达到120％(串联变压器的设计通常留有120％的饱和裕度)左右的原计算输出值，该半周之后的时间内正常输出即可。

本发明的电压质量改善器实现了投切控制策略，电压质量改善器接入配电网进行工作后，直流母线电压此时为超级电容器组的电压，控制闭合接触器KMp1和KMp2，交流380V电源通过预充电电阻、并联型变流器向直流侧充电(相当于不控整流)，充电完成后，闭合接触器KMp1、断开接触器KMp2；DC/DC变换器开始工作，调整直流侧电压至设定值690V。检测电网电压与负载电流，负载侧不平衡或谐波含量超出要求时，并联型变流器投入运行；电网电压出现电压暂降、骤升等电压质量问题时，串联型变流器投入运行，输出补偿电压变化，电压质量问题消除后，串联型变流器退出工作，通过双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC的旁路。

开关设备的选择主要基于动作时间和允许通过的电流能力两个指标来确定。双向晶闸管SCR构成开关设备实现线路的通断，可以克服交流接触器或交流断路器动作速度慢以及全控型半导体功率器件耐电压电流冲击能力相对较弱的问题，能够同时满足快速性和抗冲击的性能要求。晶闸管SCR通断电流能力强，耐冲击且价格低廉，可以作为理想的开关设备，但其作为半控型器件，它的门极触发信号只能控制器件导通，不能控制关断。根据VQC中负载的特性、负载的大小以及串联变流器的输出电压幅值和方向对SCR关断的影响研究，确立强制关断原则。针对SCR自然关断带来的滞后补偿问题，提出VQC中SCR的强制关断控制策略，实现VQC串联变流器及时有效投入/退出电网的功能。

针对上述电压质量改善器设计控制***，用于控制电压质量改善器。以数字信号处理器TMS320F28335为核心，结合***控制电路构成控制***。控制***主要包括供电电源、交直流电压采样(采用电阻分压采样)、电流采样(采用LEM电流传感器)、模数转换、隔离驱动单元以及数字量输入输出等单元。

如图8所示，控制***中供给模数转换、DSP数字信号处理器、隔离驱动等单元所需直流电源；电压采样和电流采样通过模数转换将数字量送入DSP数字信号处理器；DSP数字信号处理器对输入的数字量进行信号处理、数学运算、逻辑判断等，按照控制策略要求输出所需信号；通过隔离驱动单元输出相应的PWM信号(串联型变流器、并联型变流器、DC/DC变换器应用)、SCR信号(双向晶闸管的状态切换)、KM信号(接触器的开关控制)；PDP信号为***保护信号。

各电量的模拟信号，需通过模数转换变成数字量后才能送入DSP数字信号处理器。电压信号经过电阻分压采样后，通过具有高共模抑制能力的隔离运算放大器HCPL7800以及高输入阻抗运算放大器CA3140进入模数转换：电流信号通过LEM电流传感器采样后，输出信号直接进入模数转换。TMS320F28335自带12位模数转换器，只能接收0～3.3V的单极性信号，转换精度难以满足高性能***的要求。本发明采用Maxim公司的14位A/D转换器MAXl25芯片实现高精度的模数转换。MAXl25电压输入和输出电平为+5V，选用驱动缓冲三态门电路74F245芯片完成与DSP数字信号处理器的电平匹配和速度匹配，同时MAXl25和DSP数字信号处理器并行工作可减轻DSP的工作负担。

如图9为电压、电流的采样调理过程以及模数转换的流程图。

电压质量改善器工作过程中，需要检测电网电压的相位信息。当发生电压质量问题时，特别是电网电压发生暂降移相或电压畸变时，准确实时地检测出电网电压的相位尤为重要。本发明采用基于瞬时无功理论的软件锁相环，应用同步旋转坐标变换的方法，将三相abc静止坐标系转化至两相静止坐标系中，然后经过由旋转坐标变换得到d、q轴分量，通过对q轴的分量进行PI调节构成闭环，从而得到相应的相位信息。软件锁相环的控制流程如图10所示，其中，1/S为压控振荡器，ω₀＝100πrad/s，为电网额定频率；u_sa、u_sb、u_sc为三相电网电压；T_abc-αβ为三相静止坐标到两相静止坐标的变换矩阵；T_αβ-dq为两相静止坐标到两相旋转坐标的变换矩阵。

$T_{abc-\mathrm{\α}\mathrm{\β}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left|\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right|$

$T_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}-dq}=\left|\begin{array}{cc}cos\mathrm{\θ}& sin\mathrm{\θ}\\ -sin\mathrm{\θ}& cos\mathrm{\θ}\end{array}\right|.$

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.高渗透率分布式光伏电压质量改善器，其特征在于，电压质量改善器采用三相四桥臂结构的串联型变流器和并联型变流器，其中，串联型变流器的四个端口连接配电网电源，并联型变流器的四个端口连接负载；串联型变流器的三相输出经过由电感Ls和电容Cs构成的LC滤波器后，通过串联变压器串入配电网；并联型变流器的三相输出经过电感Lp并入配电网，电感Lp还串联有预充电电阻R1和接触器KMpl、KMp2；双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC分别串联限流电感LA、LB、LC后，再分别与串联变压器TsA、TsB、TsC并联，构成旁路回路；电解电容Cdcl、Cdc2串联后，并联于直流侧，稳定直流电压；快速储能元件采用超级电容柜，通过DC／DC变换器与直流侧进行能量的交换与缓冲；所述电压质量改善器还包括泄放电阻R2和升压电感Lb。

2.根据权利要求1所述的高渗透率分布式光伏电压质量改善器，其特征在于，所述串联变压器选择升压变压器。

3.根据权利要求1所述的高渗透率分布式光伏电压质量改善器，其特征在于，所述超级电容柜选择200个超级电容器串联使用。

4.根据权利要求1所述的高渗透率分布式光伏电压质量改善器，其特征在于，所述电压质量改善器实现了磁通控制策略，磁通控制方法如下：设定串联变压器原边电流的阈值，串联型变流器投入运行时，通过电流互感器检测原边电流，当该电流达到设定阈值时，认为磁通饱和，此时停止串联型变流器的输出，以维持磁通不再增加；当补偿电压过零后，串联型变流器继续输出，为消除上半周内磁通饱和造成的偏磁，该半周输出电压达到120％的原计算输出值，该半周之后的时间内正常输出即可。

5.根据权利要求1所述的高渗透率分布式光伏电压质量改善器，其特征在于，所述电压质量改善器实现了投切控制策略，电压质量改善器接入配电网进行工作后，直流母线电压此时为超级电容柜的电压，控制闭合接触器KMp1和KMp2，交流380V电源通过预充电电阻R1、并联型变流器向直流侧充电，充电完成后，闭合接触器KMp1、断开接触器KMp2；DC／DC变换器开始工作，调整直流侧电压至设定值690V，检测电网电压与负载电流，负载侧不平衡或谐波含量超出要求时，并联型变流器投入运行；电网电压出现电压暂降、骤升电压质量问题时，串联型变流器投入运行，输出补偿电压变化，电压质量问题消除后，串联型变流器退出工作，通过双向晶闸管SCRA、SCRB、SCRC的旁路。

6.权利要求1至5任意一项所述的高渗透率分布式光伏电压质量改善器的控制***，其特征在于，包括供电电源、模数转换单元、DSP数字信号处理器和隔离驱动单元；所述供电电源供给模数转换单元、DSP数字信号处理器和隔离驱动单元所需直流电源；电压采样和电流采样的模拟信号通过模数转换单元变成数字量后送入DSP数字信号处理器；DSP数字信号处理器对输入的数字量进行信号处理、数学运算、逻辑判断，按照控制策略要求输出所需信号；DSP数字信号处理器输出信号包括PWM信号，SCR信号和KM信号，隔离驱动单元将DSP数字信号处理器输出信号中的PWM信号输出至电压质量改善器的串联型变流器、并联型变流器和DC／DC变换器，将SCR信号输出至电压质量改善器的双向晶闸管，将KM信号输出至电压质量改善器的接触器，实现对高渗透率分布式光伏电压质量改善器的控制。

7.根据权利要求6所述的控制***，其特征在于，所述隔离驱动单元将***保护信号输出至DSP数字信号处理器。

8.根据权利要求6所述的控制***，其特征在于，所述电压采样采用电阻分压采样，电压采样后通过隔离运算放大器HCPL7800以及阻抗运算放大器CA3140进入模数转换单元；所述电流采样采用LEM电流传感器，电流采样后，输出信号直接进入模数转换单元。

9.根据权利要求8所述的控制***，其特征在于，所述模数转换单元采用MAXl25芯片，并且选用驱动缓冲三态门电路74F245芯片实现与DSP数字信号处理器的电平匹配和速度匹配。