CN105992385A

CN105992385A - 物理随机接入信道信号生成方法

Info

Publication number: CN105992385A
Application number: CN201510076509.9A
Authority: CN
Inventors: 梁敏; 单玉梅; 吉亚平; 王宇飞
Original assignee: SUZHOU SIMPLNANO ELECTRONICS CO Ltd
Current assignee: SUZHOU SIMPLNANO ELECTRONICS CO Ltd
Priority date: 2015-02-12
Filing date: 2015-02-12
Publication date: 2016-10-05
Anticipated expiration: 2035-02-12
Also published as: CN105992385B

Abstract

本发明涉及一种物理随机接入信道信号生成方法，包括：接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数；利用随机接入信道参数计算中心频点偏移量；将数模转换芯片的第一采样频率降低到第二采样频率；利用前导序列参数生成ZC序列，对所述ZC序列进行离散傅里叶变换运算，得到频域信号；根据所述第二采样频率，对所述频域信号进行快速傅里叶逆变换运算，得到时域信号；根据所述中心频点偏移量将射频芯片的第一中心频点调整到第二中心频点；根据所述第二中心频点发送所述时域信号。本申请提供的方法，针对PRACH信道的信号特点通过直接降低采样频率和调整中心频点相结合的方式，大大降低了PRACH信道信号产生的运算量、处理时延和数据缓存，方法简单且高效。

Description

物理随机接入信道信号生成方法

技术领域

本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种长期演进(Long TermEvolution，LTE)***物理随机接入信道(Physical Random Access Channel，PRACH)信号生成方法及装置。

背景技术

LTE***随机接入过程中需要终端完成前导序列和基带信号的生成。根据协议规定，模拟基带信号的生成可看做两部分：ZC(Zadoff-chu)序列长度点前导序列的离散傅里叶变换(discrete Fourier transform,DFT)和前导序列的时间周期点的快速傅里叶逆变换(Inverse fast Fourier transform,IFFT)。例如，在20M带宽下，前导格式为零的前导序列长度为24576，PRACH信号生成最多需要做24576点IFFT，这就大大增加了运算复杂度以及数据缓存空间。PRACH信号在频域所占的带宽只有6个物理资源块(physicalresource block，PRB),在完成PRACH信号频域数据DFT生成后，需要补0到整个带宽，然后完成多点IFFT的处理，无论从数据存储，还是运算复杂角度都是一种浪费。

现有技术中，以升采样频率和频偏补偿的方式来减低IFFT的长度，虽然会降低长IFFT的运算量，但很难满足实时性和功耗的要求，而且之后做的插值和相位调整会花费较长时间。在没有插值和相位调整的快速算法的情况下，短IFFT节省下来的时间不足以抵消插值的时间开销。

发明内容

本申请的目的是，提供一种物理随机接入信道信号生成方法，通过直接降低采样频率和调整中心频点相结合的方式，解决PRACH信道的信号生成过程中数据运算量大，处理时间长，占用存储空间大的问题。

为了实现上述目的，本申请提供了一种物理随机接入信道信号生成方法，所述方法包括：

接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数；

利用所述随机接入信道参数计算中心频点偏移量；

将数模转换芯片的第一采样频率降低到第二采样频率；

利用所述前导序列参数生成ZC序列，对所述ZC序列进行离散傅里叶变换运算，得到频域信号；

根据所述第二采样频率，对所述频域信号进行快速傅里叶逆变换运算，得到时域信号；

根据所述中心频点偏移量将射频芯片的第一中心频点调整到第二中心频点；

根据所述第二中心频点发送所述时域信号。

本申请提供的物理随机接入信道信号生成方法，针对PRACH信道的信号特点通过直接降低采样频率和调整中心频点相结合的方式，大大降低了PRACH信道信号产生的运算量、处理时延和数据缓存，方法简单且高效。

附图说明

图1为本申请实施例一提供的物理随机接入信道信号生成方法流程图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

图1为本申请实施例一提供的物理随机接入信道信号生成方法流程图。所述方法的执行主体为无线通信设备，如图1所示，所述方法具体包括：

步骤101，接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数。

具体地，设备接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数。随机接入信道参数例如，子载波间隔Δf，PRACH资源占的第一个物理资源块号在频域上一个资源块的子载波数上行资源块数前导序列参数例如，ZC序列长度N_zc。

可选地，在所述接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数之后，所述方法还包括：

记录射频芯片的第一中心频点、第一滤波器带宽和数模转换芯片的第一采样频率。

步骤102，利用所述随机接入信道参数计算中心频点偏移量。

具体地，根据中心频点偏移量计算公式

计算得到中心频点偏移量，其中，Δf为子载波间隔，为PRACH资源占的第一个物理资源块号，为在频域上一个资源块的子载波数，为上行资源块数。

步骤103，将数模转换芯片的第一采样频率降低到第二采样频率。

具体地，将步骤101中记录的数模转换芯片的第一采样频率降低到原来的1/N倍，得到第二采样频率，其中N根据设备的处理能力来确定。

在所述将数模转换芯片的第一采样频率降低到第二采样频率之后，所述方法还包括：

将所述第一滤波器带宽降低到原来的1/N倍，得到第二滤波器带宽，其中N根据设备的处理能力来确定。

步骤104，利用所述前导序列参数生成ZC序列，对所述ZC序列进行离散傅里叶变换运算，得到频域信号。

具体地，根据ZC序列计算公式计算得到ZC序列，其中，x_u(n)为第u个根ZC序列，N_zc为ZC序列长度。

对所述ZC序列进行离散傅里叶变换运算，得到频域信号推导过程如下：

在不考虑时延和幅度换算因子β_PRACH的情况下,前导基带信号的离散时域表达:

s (m) = Σ_{k = 0}^{N_{ZC} - 1} Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u, v} (n) \cdot e^{- j \frac{2 πnk}{N_{ZC}}} \cdot e^{j \frac{2 π (k + n_{0}) m}{N_{SEQ}}}

其中，N_zc为ZC序列长度，x_u,v(n)为根序列号为u，循环移位为v的ZC序列，N_SEQ为前导序列的抽样数，Δf_RA为随机接入前导的子载波间隔，T_s为前导序列的抽样间隔，T_SEQ为前导序列的时间周期，f_s为采样频率，n₀＝φ+K(k₀+1/2)，n₀为在N_SEQ点抽样点上的频域位置，φ为一个固定的偏移量，用来决定接入前导序列在物理资源块中的频域位置，K为上行数据传输的子载波间隔/随机接入前导的子载波间隔，为PRACH资源占的第一个物理资源块号，为在频域上一个资源块的子载波数，为上行资源块数。

x_u,v(n)经过DFT得到：

X_{u, v} (k) = DFT (x_{u, v}) = Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u, v} (n) \cdot e^{- j \frac{2 πnk}{N_{ZC}}}, 0 \leq k \leq N_{ZC} - 1,

则s(m)可以表示成：

s (m) = Σ_{k = 0}^{N_{ZC} - 1} X_{u, v} (k) \cdot e^{j \frac{2 π (k + n_{0}) m}{N_{SEQ}}} .

由于X_u,v(k)序列长度N_ZC小于N_SEQ，以前导格式0为例,N_ZC＝839,N_SEQ＝24576，将X_u,v(k)序列根据之前参数算得的频域位置n₀映射到长度为N_SEQ新的序列上，其余未被X_u,v(k)占的位置添0，表达式如下:

{\tilde{X}}_{u, v} (k) = \{\begin{matrix} X_{u, v} (k - n_{0}), & n_{0} \leq k \leq n_{0} + N_{ZC} - 1 \\ 0, & 0 \leq k < n_{0} \\ 0, & n_{0} + N_{ZC} - 1 < k \leq N_{SEQ} - 1 \end{matrix}

则s(m)可以表示成：

s (m) = Σ_{k = 0}^{N_{SEQ} - 1} {\tilde{X}}_{u, v} (k) \cdot e^{j \frac{2 πkm}{N_{SEQ}}} = DFT ({\tilde{X}}_{u, v}),

其中X_u,v(k)的推导如下：

X_{u} (k) = Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u} (n) \cdot e^{- j \frac{2 πnk}{N_{ZC}}} = Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} e^{- j \frac{πun (n + 1)}{N_{ZC}}} \cdot e^{- j \frac{2 πnk}{N_{ZC}}}

通过分解合并，X_u(k)可表示成：

X_{u} (k) = e^{j \frac{πu (u^{- 1} k) (u^{- 1} k + 1)}{N_{ZC}}} \cdot Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} e^{- j \frac{πu (n + u^{- 1} k) (n + u^{- 1} k + 1)}{N_{ZC}}}

其中，u^-1代表u取模N_ZC后的乘法逆元素，u^-1可提前做成表格，采取查表方式。

将u^-1k看成一个自变量，可表示成：

e^{j \frac{πu (u^{- 1} k) (u^{- 1} k + 1)}{N_{ZC}}} = {x_{u}}^{*} (u^{- 1} k)

将n+u^-1k看成一个整体，可表示成：

e^{- j \frac{πu (n + u^{- 1} k) (n + u^{- 1} k + 1)}{N_{ZC}}} = x_{u} (n + u^{- 1} k)

Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} e^{- j \frac{πu (n + u^{- 1} k) (n + u^{- 1} k + 1)}{N_{ZC}}} = Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u} (n + u^{- 1} k)

根据ZC序列的循环特性，可以得出:

Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u} (n + u^{- 1} k) = Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u} (n) = Σ_{n = 0}^{N_{ZC} - 1} x_{u} (n) \cdot e^{- j \frac{2 πn * 0}{N_{ZC}}} = X_{u} (0)

可以看成是根ZC序列x_u(n)的直流分量。在实时信号处理中，可以通过提前计算不同u值对应的ZC序列的直流分量值，并以查表的方式来加速整个算法的执行。

最终，ZC基本序列的DFT可以写成：

X_u(k)＝x_u ^*(u^-1k)·X_u(0)

对于循环移位相关的参数v，最终的序列形式为：

x_u,v(n)＝x_u((n+C_v)mod N_ZC)

根据序列的循环特性，可以得出:

X_{u, v} (k) = X_{u} (k) \cdot e^{j \frac{2 π C_{v} k}{N_{ZC}}}

将X_u(k)代入上式，可得：

X_{u, v} (k) = {x_{u}}^{*} (u^{- 1} k) X_{u} (0) e^{j \frac{2 π C_{v} k}{N_{ZC}}}

X_{u, v} (k) = e^{j \frac{πu (u^{- 1} k) (u^{- 1} k + 1)}{N_{ZC}}} \cdot e^{j \frac{2 π C_{v} k}{N_{ZC}}} \cdot X_{u} (0)

X_{u, v} (k) = {(e^{- j \frac{2 π (u (u^{- 1} k) (u^{- 1} k + 1) + 2 C_{v} k)}{2 N_{ZC}}})}^{*} \cdot X_{u} (0)

X_u,v(k)＝(Y_u,v(k))^*·X_u(0)

只需求得Y_u,v(k)，与X_u(0)共轭相乘即可。

Y_{u, v} (k) = e^{- j \frac{2 π (2 m N_{ZC} + δ)}{2 N_{ZC}}} = e^{- j \frac{2 π (δ / 2)}{N_{ZC}}} = e^{- j \frac{2 πθ}{N_{ZC}}}, 0 \leq θ \leq N_{ZC} - 1

其中，δ＝(u(u^-1k)(u^-1k+1)+2C_vk)/(2N_ZC)，θ＝δ/2。

步骤105，根据所述第二采样频率，对所述频域信号进行快速傅里叶逆变换运算，得到时域信号。

具体地，第一采样频率对应的PRACH信号的IFFT为I点，I＝T_SEQ/T_s，进行N倍降采样后，根据第二采样频率，将步骤104中得到的X_u,v(k)进行I'＝I/N点的IFFT运算，得到时域信号。

步骤106，根据所述中心频点偏移量将射频芯片的第一中心频点调整到第二中心频点。

具体地，根据步骤102中计算得到的中心频点偏移量，调整射频芯片的初始中心频点，得到第二中心频点。

步骤107，根据所述第二中心频点发送所述时域信号。

具体地，根据所述第二滤波器带宽、所述第二采样频率以及第二中心频点，在上行发射子帧向基站发送所述时域信号。

可选地，在所述根据所述第二中心频点发送所述时域信号之后，所述方法还包括：

将所述第二中心频点调整到所述第一中心频点；

将所述第二滤波器带宽调整到所述第一滤波器带宽；

将所述第二采样频率调整到所述第一采样频率。

专业人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的对象及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

以上所述的具体实施方式，对本申请的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本申请的具体实施方式而已，并不用于限定本申请的保护范围，凡在本申请的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims

1.一种物理随机接入信道信号生成方法，其特征在于，所述方法包括：

接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数；

利用所述随机接入信道参数计算中心频点偏移量；

将数模转换芯片的第一采样频率降低到第二采样频率；

根据所述第二中心频点发送所述时域信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用所述随机接入信道参数计算中心频点偏移量具体为：

根据中心频点偏移量计算公式计算得到中心频点偏移量，其中，Δf为子载波间隔，为PRACH资源占的第一个物理资源块号，为在频域上一个资源块的子载波数，为上行资源块数。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述接收基站发送的随机接入信道参数和前导序列参数之后，所述方法还包括：

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用所述前导序列参数生成ZC序列具体为：

根据ZC序列计算公式0≤n≤N_ZC-1，计算得到ZC序列，其中，x_u(n)为第u个根ZC序列，N_zc为ZC序列长度。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述将数模转换芯片的第一采样频率降低到第二采样频率之后，所述方法还包括：

将所述第一滤波器带宽降低到第二滤波器带宽。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用调整后的射频芯片向基站发送所述时域信号具体为：

根据所述第二滤波器带宽和所述第二采样频率，利用调整后的射频芯片向基站发送所述时域信号。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述根据所述第二中心频点发送所述时域信号之后，所述方法还包括：

将所述第二中心频点调整到所述第一中心频点；

将所述第二滤波器带宽调整到所述第一滤波器带宽；

将所述第二采样频率调整到所述第一采样频率。