CN105991008A - 一种适用于igbt串联应用模式下的高电位自取能*** - Google Patents

Abstract

本发明提供一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，包括n个依次串联的自取能单元；所述自取能单元包括IGBT、前馈取能电路、DC-DC取能变换器和GU驱动板，所述前馈取能电路并联在IGBT的漏极和栅极之间，并通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输出端连接IGBT的栅极。本发明可以实现在换流器直流侧母线电压由零爬升至较低的电压水平高电位自取能***即可获取电能，在换流器长期闭锁的条件下也可以获得稳定的电能以及在换流器工作在连续斩波工作状态下亦可以获得充足的电能。

Description

一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***

技术领域

本发明涉及一种自取能***，具体涉及一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***。

背景技术

随着电力***对电力电子技术的需求，高压大功率电力电子技术的研究成为当今电力***研究中一个重要分支。但是，由于电力电子器件的单管耐压低，容量小很难直接应用于电力***中。因此，高压大功率电力电子装置往往采用以下四种方式：

(1)将多个低压小功率电压源换流器输出通过变压器多重化叠加技术得到高压大功率输出。

(2)在低压小功率电压源换流器的交流输出端分别使用变压器进行升降压，中间环节仍然采用低压换流器。

(3)使用多电平输出的主电路拓扑。

(4)电力电子器件直接串联的两电平拓扑。

第一种方式需使用变压器；第二种方式不仅需要使用变压器，而且存在中间环节电流大、效率低、可靠性低等问题；第三种方式是高压大功率场合目前普遍使用的主电路拓扑。2002年德国学者Marquardt等人公布了一种模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，简称MMC)拓扑，该技术通过一系列结构相同的单相半桥单元级联而成。每个单相半桥都称为子模块，模块化程度高，安装维护方便，但存在自身无法切断直流故障电流以及随着电压等级的提高，多电平主电路拓扑结构的复杂性迅速提高，使用器件数量增多，控制难度增大，可靠性降低等缺点。第四种方式两电平主电路拓扑具有结构简单、器件使用数量少、控制简单、可靠性高等特点。虽然国外有研究机构进行IGBT串联技术的研究，但鲜见报道。直到现在，真正实现商业应用的只有ABB公司。

高压IGBT串联应用的难点是主动均压控制技术，而高电位自取能技术是实现主动均压控制的先决条件。在高压大电流IGBT串联应用的条件下如何从一次设备本身取得电能是至关重要的，其应用条件有以下主要特征：其一，由高压IGBT串联构成的三相H桥在静态三相闭锁条件下，各个高压IGBT阀端电压为直流电压；其二，由高压IGBT串联构成的三相H桥在静态三相闭锁条件下，静态均压回路电流的大小受IGBT阀端电压的大小影响较大，当IGBT阀端电压升到额定电压条件附近时能输出几十毫安电流，而在IGBT阀端电压较低的条件下静态回路电流只有几个毫安，无法在IGBT阀端电压较低的情况下取得足够的电能给驱动电路使用，从而不能实现直流母线电压较低的情况下，实现对串联IGBT组成的换流器阀体的工作状态进行检测与保护，不利于提高***的安全性与可靠性；其三、由高压IGBT串联构成的三相H桥在静态三相闭锁条件下，由电阻电容串联构成的动态均压回路电流为零。由高压IGBT串联构成的三相H桥在斩波条件下，由电阻电容串联构成的动态均压回路产生电流。

基于以上技术特征，在高压IGBT静态回路以及阻容动态吸收回路进行高电位自取能方案是不可行或者是比较困难的。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，可以实现在换流器直流侧母线电压由零爬升至较低的电压水平高电位自取能***即可获取电能，在换流器长期闭锁的条件下也可以获得稳定的电能以及在换流器工作在连续斩波工作状态下亦可以获得充足的电能。

为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案：

本发明提供一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，所述***包括n个依次串联的自取能单元；所述自取能单元包括IGBT、前馈取能电路、DC-DC取能变换器和GU驱动板，所述前馈取能电路并联在IGBT的漏极和栅极之间，并通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输出端连接IGBT的栅极。

所述前馈取能电路包括续流二极管D、静态均压电阻Rs、动态阻尼回路和取能二极管V；所述动态阻尼回路包括串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd。

所述续流二极管D的阳极连接IGBT的源极，其阴极连接IGBT的漏极；所述静态均压电阻Rs和动态阻尼回路均并联在续流二极管D的两端；所述取能二极管V的阳极连接续流二极管D的阴极，其阴极连接DC-DC取能变换器。

所述DC-DC取能变换器包括m个串联的取能变换单元；

所述取能变换单元包括取能电容Cs、取能子单元T和均流二极管Z；

所述取能电容Cs与取能子单元T并联，所述取能子单元T通过均流二极管Z连接GU驱动板，为GU驱动板供电。

所述取能子单元T包括取能子单元T的输入端采取推挽串联方式，其输出端采用均流二极管Z并联方式。

所述取能子单元T包括启动电路、控制电路、线性隔离变压器B、MOSFET开关管Q、整流二极管Vd和滤波电容CL；

所述启动电路通过控制电路连接MOSFET开关管Q的栅极，所述启动电路同时连接线性隔离变压器B的原边线圈，所述原边线圈的另一端连接MOSFET开关管Q的漏极，所述MOSFET开关管Q的源级接地；所述线性隔离变压器B副边线圈一端接地，另一端连接整流二极管Vd的正极，整流二极管Vd的负极通过滤波电容CL接地。

所述续流二极管D的耐受电压和承载电流分别用V_{AK_D}和I_{C_D}表示，且满足：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{AK}\_D}\≥V_{\mathrm{CES}\_\mathrm{IGBT}}\\ I_{C\_D}\≥I_{C\_\mathrm{IGBT}}\end{array}\right.$

其中，V_{CES_IGBT}为IGBT耐受电压，I_{C_IGBT}为IGBT承载电流。

所述静态均压电阻Rs的阻值满足：

${R_s}^{\′}\≤\frac{U_m}{n\×I_{\mathrm{CES}}}$

其中，R_s′为静态均压电阻Rs的阻值，U_m为IGBT串联所耐受的总电压值，I_CES为IGBT漏极电流。

所述动态吸收电容Cd的容值满足：

${C_d}^{\′}\≥\frac{I_L^2\×L_{\mathrm{\σ}}}{\mathrm{\Δ}{U}^2}$

其中，C_d′为动态吸收电容Cd的容值，I_L为负载电流，L_σ为动态阻尼回路总漏感，ΔU为电压过冲限值；

动态吸收电阻Rd的功率满足：

$P_{R_d}\≥f\×{C_d}^{\′}\×U_{C_d}^2$

其中，为动态吸收电阻Rd的功率，f为开关频率，为动态吸收电容Cd的端电压。

所述取能二极管V的耐受电压满足：

$U_{V_{\mathrm{AK}}}\≥V_{\mathrm{CES}\_\mathrm{IGBT}}$

其中，为取能二极管V的耐受电压，V_{CES_IGBT}为IGBT耐受电压；

取能电容Cs的容值满足：

${C_S}^{\′}\≥\frac{2\×P_S\×\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\Δ}{U}_{C_S}^2}$

其中，C_S′为取能电容Cs的容值，P_S为GU驱动板总损耗，ΔT为光电触发脉冲时间间隔，为取能电容Cs的电压跌落最大允许值。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1)、高电位自取能方案电路简洁，一次取能回路面积小，因而可以克服IGBT在高频PWM环境下的电磁骚扰问题；

2)、高电位自取能方案不受高电压应用领域的限制，也是高压直流输电领域的必选策略；

3)、无需另外辅助供电设备，占地面积小、可靠性高，从而实现了紧凑化设计；

4)、可以作为抑制IGBT串联过电压的技术手段。

附图说明

图1是本发明实施例中适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。

本发明以DC-DC取能变换器为基本技术手段，实现高压IGBT在串联应用条件下的驱动控制电路的能量供给。在IGBT串联应用模式下，从IGBT源漏极之间直接取得电能供IGBT驱动电路能量的方法被称为高电位自取能，在IGBT串联应用模式下，所需要特殊解决的技术关键点为高电位自取能。***主干网络是由n(n＞2)个高压大电流IGBT串联构成的高压桥臂，以便在更高电压领域具体功能的实现。每个高压IGBT的门极控制、监测与保护功能由GU驱动板完成，而GU驱动板的能量提供是通过各自的高压IGBT源漏极之间直接取得。当IGBT处于关断状态条件下，直流电压通过取能二极管V向取能电容Cs充电为GU驱动板提供能量；当IGBT处于导通状态条件下，取能二极管V处于反相截止状态，储存在取能电容Cs的电能为GU驱动板供电。当直流母线电压逐渐上升并且此时所有串联IGBT均处于闭锁状态，能量通过取能二极管V向取能电容Cs充电并向GU驱动板馈送电能。在此时为静态工作状态，串联IGBT均压由静态均压电阻Rs决定。由于母线电压为直流量，所以由串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd串联组成的动态吸收回路对IGBT静态均压不起作用。当IGBT工作在1kHz的PWM状态下，IGBT处在快速交替导通与关断之间，因此取能电容Cs两端电压变化不大，这一方面确保取能电容Cs所储存的能量足以应对GU驱动板触发IGBT所需要的能量要求；另一方面取能电容Cs与取能二极管V回路不会对IGBT动态均压产生影响。此外由于取能电容Cs的存在，在IGBT由导通过渡到关断时，会在一定程度上吸收尖峰过电压。从而具有事半功倍的作用。

本发明提供一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，所述***包括n个依次串联的自取能单元；所述自取能单元包括IGBT、前馈取能电路、DC-DC取能变换器和GU驱动板，所述前馈取能电路并联在IGBT的漏极和栅极之间，并通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输出端连接IGBT的栅极。

所述前馈取能电路包括续流二极管D、静态均压电阻Rs、动态阻尼回路和取能二极管V；所述动态阻尼回路包括串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd。

所述续流二极管D的阳极连接IGBT的源极，其阴极连接IGBT的漏极；所述静态均压电阻Rs和动态阻尼回路均并联在续流二极管D的两端；所述取能二极管V的阳极连接续流二极管D的阴极，其阴极连接DC-DC取能变换器。

所述DC-DC取能变换器包括m个串联的取能变换单元；

所述取能变换单元包括取能电容Cs、取能子单元T和均流二极管Z；

所述取能电容Cs与取能子单元T并联，所述取能子单元T通过均流二极管Z连接GU驱动板，为GU驱动板供电。

所述取能子单元T包括取能子单元T的输入端采取推挽串联方式，其输出端采用均流二极管Z并联方式。

所述取能子单元T包括启动电路、控制电路、线性隔离变压器B、MOSFET开关管Q、整流二极管Vd和滤波电容CL；

所述启动电路通过控制电路连接MOSFET开关管Q的栅极，所述启动电路同时连接线性隔离变压器B的原边线圈，所述原边线圈的另一端连接MOSFET开关管Q的漏极，所述MOSFET开关管Q的源级接地；所述线性隔离变压器B副边线圈一端接地，另一端连接整流二极管Vd的正极，整流二极管Vd的负极通过滤波电容CL接地。

所述续流二极管D的耐受电压和承载电流分别用V_{AK_D}和I_{C_D}表示，且满足：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{AK}\_D}\≥V_{\mathrm{CES}\_\mathrm{IGBT}}\\ I_{C\_D}\≥I_{C\_\mathrm{IGBT}}\end{array}\right.$

其中，V_{CES_IGBT}为IGBT耐受电压，I_{C_IGBT}为IGBT承载电流。

所述静态均压电阻Rs的阻值满足：

${R_s}^{\′}\≤\frac{U_m}{n\×I_{\mathrm{CES}}}$

其中，R_s′为静态均压电阻Rs的阻值，U_m为IGBT串联所耐受的总电压值，I_CES为IGBT漏极电流。

所述动态吸收电容Cd的容值满足：

${C_d}^{\′}\≥\frac{I_L^2\×L_{\mathrm{\σ}}}{\mathrm{\Δ}{U}^2}$

其中，C_d′为动态吸收电容Cd的容值，I_L为负载电流，L_σ为动态阻尼回路总漏感，ΔU为电压过冲限值；

动态吸收电阻Rd的功率满足：

$P_{R_d}\≥f\×{C_d}^{\′}\×U_{C_d}^2$

其中，为动态吸收电阻Rd的功率，f为开关频率，为动态吸收电容Cd的端电压。

所述取能二极管V的耐受电压满足：

$U_{V_{\mathrm{AK}}}\≥V_{\mathrm{CES}\_\mathrm{IGBT}}$

其中，为取能二极管V的耐受电压，V_{CES_IGBT}为IGBT耐受电压；

取能电容Cs的容值满足：

${C_S}^{\′}\≥\frac{2\×P_S\×\mathrm{\ΔT}}{\mathrm{\Δ}{U}_{C_S}^2}$

其中，C_S′为取能电容Cs的容值，P_S为GU驱动板总损耗，ΔT为光电触发脉冲时间间隔，为取能电容Cs的电压跌落最大允许值。

1)电力电子阀连接方式为：上桥臂为21串/相，下桥臂为21串/相。

2)触发方式：光电触发方式；

3)IGBT参数见表1：

表1

4)续流二极管D参数见表2：

表2

5)静态均压电阻Rs：25K/400W，水冷却散热；

6)动态均压电阻Rd：10/400W，水冷却散热；

7)动态均压电容Cdn：0.15uf/2000V，水冷却散热；

8)取能二极管V：DSEI60-06A；

9)取能电容Cs：等效为100uf/2000V；

10)DC-DC取能变换器：DC40-2000V/±15V。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，所属领域的普通技术人员参照上述实施例依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (10)

1.一种适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述***包括n个依次串联的自取能单元；所述自取能单元包括IGBT、前馈取能电路、DC-DC取能变换器和GU驱动板，所述前馈取能电路并联在IGBT的漏极和栅极之间，并通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输出端连接IGBT的栅极。

2.根据权利要求1所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述前馈取能电路包括续流二极管D、静态均压电阻Rs、动态阻尼回路和取能二极管V；所述动态阻尼回路包括串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd。

3.根据权利要求2所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述续流二极管D的阳极连接IGBT的源极，其阴极连接IGBT的漏极；所述静态均压电阻Rs和动态阻尼回路均并联在续流二极管D的两端；所述取能二极管V的阳极连接续流二极管D的阴极，其阴极连接DC-DC取能变换器。

4.根据权利要求1所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述DC-DC取能变换器包括m个串联的取能变换单元；

所述取能变换单元包括取能电容Cs、取能子单元T和均流二极管Z；

所述取能电容Cs与取能子单元T并联，所述取能子单元T通过均流二极管Z连接GU驱动板，为GU驱动板供电。

5.根据权利要求4所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述取能子单元T包括取能子单元T的输入端采取推挽串联方式，其输出端采用均流二极管Z并联方式。

6.根据权利要求4所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述取能子单元T包括启动电路、控制电路、线性隔离变压器B、MOSFET开关管Q、整流二极管Vd和滤波电容CL；

所述启动电路通过控制电路连接MOSFET开关管Q的栅极，所述启动电路同时连接线性隔离变压器B的原边线圈，所述原边线圈的另一端连接MOSFET开关管Q的漏极，所述MOSFET开关管Q的源级接地；所述线性隔离变压器B副边线圈一端接地，另一端连接整流二极管Vd的正极，整流二极管Vd的负极通过滤波电容CL接地。

7.根据权利要求2所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述续流二极管D的耐受电压和承载电流分别用V_{AK_D}和I_{C_D}表示，且满足：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{AK}\_D}\≥V_{\mathrm{CES}\_\mathrm{IGBT}}\\ I_{C\_D}\≥I_{C\_\mathrm{IGBT}}\end{array}\right.$

其中，V_{CES_IGBT}为IGBT耐受电压，I_{C_IGBT}为IGBT承载电流。

8.根据权利要求2所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述静态均压电阻Rs的阻值满足：

${R_s}^{\′}\≤\frac{U_m}{n\×I_{\mathrm{CES}}}$

其中，R_s′为静态均压电阻Rs的阻值，U_m为IGBT串联所耐受的总电压值，I_CES为IGBT漏极电流。

9.根据权利要求2所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述动态吸收电容Cd的容值满足：

${C_d}^{\′}\≥\frac{I_L^2\×L_{\mathrm{\σ}}}{{\mathrm{\ΔU}}^2}$

其中，C_d′为动态吸收电容Cd的容值，I_L为负载电流，L_σ为动态阻尼回路总漏感，ΔU为电压过冲限值；

动态吸收电阻Rd的功率满足：

$P_{R_d}\≥f\×{C_d}^{\′}{U}_{C_d}^2$

其中，为动态吸收电阻Rd的功率，f为开关频率，为动态吸收电容Cd的端电压。

10.根据权利要求2所述的适用于IGBT串联应用模式下的高电位自取能***，其特征在于：所述取能二极管V的耐受电压满足：

$U_{V_{\mathrm{AK}}}\≥V_{\mathrm{CES}\_\mathrm{IGBT}}$

其中，为取能二极管V的耐受电压，V_{CES_IGBT}为IGBT耐受电压；

取能电容Cs的容值满足：

${C_S}^{\′}\≥\frac{2\×P_S\×\mathrm{\ΔT}}{{\mathrm{\ΔU}}_{C_S}^2}$

其中，C_S′为取能电容Cs的容值，P_S为GU驱动板总损耗，ΔT为光电触发脉冲时间间隔，为取能电容Cs的电压跌落最大允许值。