CN105978332B

CN105978332B - IPOS四电平Boost变换器及其中点电位平衡控制

Info

Publication number: CN105978332B
Application number: CN201610318249.6A
Authority: CN
Inventors: 陈剑飞; 侯世英
Original assignee: Chongqing University
Current assignee: Chongqing University
Priority date: 2016-05-13
Filing date: 2016-05-13
Publication date: 2019-04-16
Anticipated expiration: 2036-05-13
Also published as: CN105978332A

Abstract

本发明公开一种IPOS四电平Boost变换器及其中点电位平衡控制。装置部分包括开关管S1、S2、S3相互交错120°调制。从模块化串并联的角度，可将IPOS四电平Boost变换器看成三个Boost变换器输入并联输出串联。飞跨电容Cf1与二极管D2构成单元IV，飞跨电容Cf2与二极管D4构成单元V。在交错120°调制策略下，IPOS四电平Boost变换器的各个开关管和二极管的开关状态。基于上述装置，本发明还提出一种由一个公共电压外环、三个电流内环和两个均压环构成的三环控制策略。将均压环放到电流内环的前面，与电压外环一起输出电流内环的电流指令，电流内环采用比例控制器。

Description

IPOS四电平Boost变换器及其中点电位平衡控制

技术领域

本发明涉及高压输电领域。

背景技术

近些年来，为了满足输入电压低、输出电压高的供电场合，人们越来越重视对输入并联输出串联(Input-Parallel-Output-Series,IPOS)组合变换器的研究。在IPOS组合变换器中，各个DC/DC变换器模块的输入并联在一起，输出串联在一起，以此来提高输出端电压等级。由于各个模块的输入并联，所以各个模块的输入电流只承担IPOS组合变换器总输入电流的一部分，因而各个模块的电流应力大大降低，整个IPOS组合变换器的转换效率大大提高。同时，IPOS组合变换器还具有冗余特性，当其中一个模块出现故障时，只需将故障模块的输入短路，即可保证整个变换器的正常运行。截止到目前，IPOS组合变换器都是由隔离型DC/DC变换器模块组合而成，而由非隔离型DC/DC变换器构成的组合变换器却鲜见报道。另外，IPOS组合变换器存在输出电容电压不均衡问题，容易造成承担电压高的模块损坏。因此，对IPOS组合变换器需要采取一定的平衡控制策略实现中点电位平衡。

发明内容

本发明的目的之一是提供一种IPOS四电平Boost变换器电路拓扑。

为实现本发明目的而采用的技术方案是这样的，一种IPOS四电平Boost变换器，电源的负极同时连接开关管S1、开关管S2和开关管S3的源极。

开关管S3的漏极连接二极管D1的正极，二极管D1的负极连接二极管D2的正极，二极管D2的负极连接二极管D3的正极，二极管D3的负极连接二极管D4的正极，二极管D4的负极连接二极管D5的正极。

二极管D5的负极依次串联电容C3、电容C2和电容C1后，连接到开关管S1的源极。

负载R的两端分别连接二极管D5的负极和开关管S1的源极。

电源的正极分成三路：第一路串联电感L1后，连接到开关管S1的漏极。第二路依次串联电感L2和电容Cf1后，连接到二极管D2的负极。第三路依次串联电感L3和电容Cf2后，连接到二极管D4的负极。

本发明的另外一个目的是提供一种基于上述IPOS四电平Boost变换器电路的中点电位平衡控制方法：包括由公共电压外环调节器、两个均压环调节器和三个电流内环调节器构成的三环控制***。

开关管S1和二极管D1的通断决定BoostⅠ占空比d₁，

开关管S2和二极管D3的通断决定BoostⅡ占空比d₂，

开关管S3和二极管D5的通断决定BoostⅢ占空比d₃，

采集电容C1、电容C2和电容C3的***电容电压U_o1、U_o2、U_o3，输出电压指令U_o*与U_o1、U_o2、U_o3三者之和作差，通过电压外环调节器得到公共参考电流I_L。

输出电压指令U_o*的三分之一分别与U_o1、U_o3作差，经过各自的均压调节器后得到误差参考电流ΔI_L1、ΔI_L3。

根据实现电压外环与均压环之间的解耦，得到的三个电感电流指令I_L1*、I_L2*、I_L3*。

I_L1*、I_L2*、I_L3*分别与对应的电感电流I_L1、I_L2、I_L3作比较，再经过各自的电流内环调节器得到三个Boost变换器的占空比d₁、d₂、d₃：

产生三个载波信号C_a1、C_a2和C_a3，相位相差120°，d₁与C_a1进行比较后得到开关管S1的驱动信号，d₂与C_a2进行比较后得到开关管S2的驱动信号。d₃与C_a3进行比较后得到开关管S3的驱动信号。值得说明的是，进一步地，当d₁大于C_a1时，输出高电平，当d₁小于C_a1时，输出低电平。当d₂大于C_a2时，输出高电平，当d₂小于C_a2时，输出低电平。当d₃大于C_a3时，输出高电平，当d₃小于C_a3时，输出低电平。

附图说明

图1为IPOS四电平Boost变换器。

图2～9为IPOS四电平Boost变换器各个阶段的等效电路。

图10为IPOS四电平Boost变换器的三环控制策略。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。

实施例1：

参见图1，一种IPOS四电平Boost变换器电路拓扑。电源的负极同时连接开关管S1、开关管S2和开关管S3的源极。开关管S3的漏极连接二极管D1的正极，二极管D1的负极连接二极管D2的正极，二极管D2的负极连接二极管D3的正极，二极管D3的负极连接二极管D4的正极，二极管D4的负极连接二极管D5的正极。二极管D5的负极依次串联电容C3、电容C2和电容C1后，连接到开关管S1的源极。负载R的两端分别连接二极管D5的负极和开关管S1的源极。电源的正极分成三路：第一路串联电感L1后，连接到开关管S1的漏极。第二路依次串联电感L2和电容Cf1后，连接到二极管D2的负极。第三路依次串联电感L3和电容Cf2后，连接到二极管D4的负极。

值得说明的是，开关管S1、S2、S3相互交错120°调制。从模块化串并联的角度，可将IPOS四电平Boost变换器看成三个Boost变换器输入并联输出串联。其中，第一个Boost由L1、S1、D1、C1组成，记为Boost I。第二个Boost变换器由L2、S2、D3、C2组成，记为Boost II。第三个Boost变换器由L2、S2、D5、C3组成，记为Boost III。飞跨电容Cf1与二极管D2构成单元IV，飞跨电容Cf2与二极管D4构成单元V。单元IV作为Boost I与Boost II的中间单元，实现了这两个Boost变换器模块的输入并联输出串联。单元V作为Boost II与Boost III的中间单元，实现了这两个Boost变换器模块的输入并联输出串联。因此，由于单元IV和单元V的存在，使得Boost I、Boost II和Boost III三个模块输入并联输出串联，提高了整个变换器的升压能力。

在交错120°调制策略下，IPOS四电平Boost变换器的各个开关管和二极管的开关状态如表1所示，等效电路如图2所示。根据占空比d的不同，将IPOS四电平Boost变换器的工作状态分为三种情况：

①当0≤d≤1/3时，IPOS四电平Boost变换器工作于阶段I、II、III、IV。

②当1/3≤d≤2/3时，IPOS四电平Boost变换器工作于阶段I、II、III、V、VI、VII。

③当2/3≤d≤1时，IPOS四电平Boost变换器工作于阶段V、VI、VII、VIII。

在IPOS四电平Boost变换器中，输出电压和电容电压大小分别为：

飞跨电容C_f1的电压应力和飞跨电容C_f2的电压应力大小为：

开关管和二极管的电压应力大小相同，为：

输入电流纹波大小为：

表1开关状态

实施例2

为了实现中点电位的严格平衡控制，本专利公开一种三环控制策略。更为具体地，包括了公共电压外环调节器、两个均压环调节器和三个电流内环调节器构成的三环控制***。开关管S1和二极管D1的通断决定BoostⅠ占空比d₁，开关管S2和二极管D3的通断决定BoostⅡ占空比d₂，开关管S3和二极管D5的通断决定BoostⅢ占空比d₃。

I_L1*、I_L2*、I_L3*分别与对应的电感电流I_L1、I_L2、I_L3作差，再经过各自的电流内环调节器得到三个Boost变换器的占空比d₁、d₂、d₃。

上述控制方法的推导过程如下：

在IPOS四电平Boost变换器中，输入电感电流与输出电流之间的大小关系为：

其中，占空比d₁、d₂、d₃都是由两部分组成，可表示为：

其中，d为公共占空比，Δd₁、Δd₂、Δd₃分别表示Boost I、Boost II、Boost III的均压占空比。将(8)和(9)代入(7)可得三个Boost变换器模块输出电流变化量的表达式为：

在输出电压不受到扰动的情况下，ΔI_o大小为0，从而(10)可简化为：

当IPOS四电平Boost变换器进入稳定工作状态时，三个开关管的公共占空比d和公共电感电流I_L大小恒定。因而通过电感电流的变化量ΔI_L1、ΔI_L2、ΔI_L3可间接反映出Δd₁、Δd₂、Δd₃的大小。将(11)中三个等式相加得：

在三环控制策略中，电压外环与均压环存在相互耦合关系，即电压外环的输出会影响中点电位的平衡控制，而均压环的输出又会影响该变换器的稳定电压输出。为了实现电压外环与均压环之间的解耦控制，必须使得Δd₁、Δd₂、Δd₃之和等于0，从而使得三个电感电流的变化量ΔI_L1、ΔI_L2、ΔI_L3之和等于0，即：

ΔI_L1+ΔI_L2+ΔI_L3＝0 (13)

将(13)变形可得：

ΔI_L2＝-ΔI_L1-ΔI_L3 (14)

基于(14)可得三个Boost模块的参考电流分别为：

根据(15)实现电压外环与均压环之间的解耦，得到的三个电感电流指令I_L1*、I_L2*、I_L3*，分别与对应的电感电流I_L1、I_L2、I_L3作比较，再经过各自的电流内环调节器得到三个Boost变换器的占空比，即：

结合(15)和(16)，本专利提出了如图10所示的三环控制策略，由一个公共电压外环、三个电流内环和两个均压环构成。将均压环放到电流内环的前面，与电压外环一起输出电流内环的电流指令，电流内环采用比例控制器。

根据10所示的三环控制策略，IPOS四电平Boost变换器的中点电位平衡控制原理为：当U_o1大于1/3U_o*而U_o3小于1/3U_o*时，ΔI_L1为负而ΔI_L3为正，因而I_L1 ^*减小而I_L3 ^*增大，使得d₁减小而d₃增大，从而U_o1减小而U_o3增大，形成了一个负反馈。另外，若ΔI_L1的绝对值大于ΔI_L3，则I_L2 ^*增大，使得d₂增大。经过若干个开关周期后，实现U_o1、U_o2、U_o3均衡，即中点电位平衡。同理，在其他不同条件下，也可以实现U_o1、U_o2、U_o3的电压均衡。

Claims

1.一种IPOS四电平Boost变换器，其特征在于:

电源的负极同时连接开关管S1、开关管S2和开关管S3的源极；

开关管S1的漏极连接二极管D1的正极，二极管D1的负极连接二极管D2的正极，二极管D2的负极连接二极管D3的正极，二极管D3的负极连接二极管D4的正极，二极管D4的负极连接二极管D5的正极；

二极管D5的负极依次串联电容C3、电容C2和电容C1后，连接到开关管S1的源极；

负载R的两端分别连接二极管D5的负极和开关管S1的源极；

电源的正极分成三路：第一路串联电感L1后，连接到开关管S1的漏极；第二路依次串联电感L2和电容Cf1后，连接到二极管D2的负极；第三路依次串联电感L3和电容Cf2后，连接到二极管D4的负极。

2.一种基于权利要求1所述变换器的中点电位平衡控制方法，其特征在于：

包括由公共电压外环调节器、两个均压环调节器和三个电流内环调节器构成的三环控制***；

开关管S1和二极管D1的通断决定BoostⅠ占空比d₁，

开关管S2和二极管D3的通断决定BoostⅡ占空比d₂，

开关管S3和二极管D5的通断决定BoostⅢ占空比d₃，

采集电容C1、电容C2和电容C3的***电容电压U_o1、U_o2、U_o3，输出电压指令U_o*与U_o1、U_o2、U_o3三者之和作差，通过电压外环调节器得到公共参考电流I_L；

输出电压指令U_o*的三分之一分别与U_o1、U_o3作差，经过各自的均压调节器后得到均压参考电流ΔI_L1、ΔI_L3；

根据实现电压外环与均压环之间的解耦，得到的三个电感电流指令I_L1*、I_L2*、I_L3*；

I_L1*、I_L2*、I_L3*分别与对应的电感电流I_L1、I_L2、I_L3作差，再经过各自的电流内环调节器得到三个Boost变换器的占空比d₁、d₂、d₃：

其中，d为公共占空比，Δd₁表示Boost I的均压占空比；Δd₂分别表示Boost II的均压占空比；Δd₃表示Boost III的均压占空比。