CN105915239A - 一种同时同频全双工***及其耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同时同频全双工***及其耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法，***包括天线单元、基带信号处理单元、N条支路耦合射频干扰重建单元、发射通道、第一反馈通道、第二反馈通道、接收通道、加法器、M条支路预失真干扰重建单元。本发明根据发射机相位噪声大小，通过自干扰信道估计得到自干扰信道的特性，选择耦合射频干扰重建通道数和预失真干扰重建通道数，在发送端设置信号预校正模块，设置射频干扰重建单元，以最合理的复杂度，达到同时同频全双工总的自干扰抑制量要求。

Description

一种同时同频全双工***及其耦合与预失真射频干扰重建通 道数选取的方法

技术领域

本发明涉及一种同时同频全双工***及其耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法。

背景技术

当前无线通信***采用时分双工或者频分双工的方法进行双向通信。时分双工***，使用相同频率，但不同时隙来传输数据，从而隔离上下行链路之间的干扰。频分双工***，使用相同时隙，但不同频率来传输数据，从而隔离上下行链路之间的干扰。这两种双工方法，在隔离上行和下行链路过程中，分别牺牲了时间资源和频率资源，导致频谱利用率低下。

当今社会对无线数据业务需求日益增加，空间无线信道拥挤程度却愈发突出，这迫使人们不断寻求新方法来提高频谱资源利用率和设备抗干扰性能。如果无线通信设备使用相同时间、相同频率的全双工技术来发射和接收无线信号，毫无疑问这将使得无线通信链路的频谱效率提高一倍。

然而，无线通信设备的发送端和接收端同时同频工作时，会使发送端产生的发送信号进入接收端的接收通道，形成自信号干扰，该自干扰强度远远强于接收端收到的来自远端无线通信设备信号的强度，从而严重影响接收端对远端无线设备发送信号的接收。通常情况，这将会降低接收端的灵敏度，增加误码率，导致通信性能下降；严重情况下，接收端接收通道将被堵塞，导致接收功能完全丧失，甚至烧毁接收机前端。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种同时同频全双工***及其耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种同时同频全双工***，所述的***包括天线单元、基带信号处理单元、N条支路耦合射频干扰重建单元、发射通道、第一反馈通道、第二反馈通道、接收通道、加法器、M条支路预失真干扰重建单元；

基带信号处理单元的第一发送端通过发射通道分别与天线单元的发送端、N条支路耦合射频干扰重建单元的输入端和第一反馈通道的输入端连接，第一反馈通道的输出端与基带信号处理单元的第一反馈端连接，N条支路耦合射频干扰重建单元的输出端和天线单元的接收端均通过加法器与接收通道的输入端连接，接收通道的输出端与基带信号处理单元的接收端连接；

基带信号处理单元的第二发送端与M条支路预失真干扰重建单元连接，M条支路预失真干扰重建单元输出端分别与第二反馈通道和加法器的输入端连接，第二反馈通道的输出端与基带信号处理单元的第二反馈端连接。

所述的天线单元包括收发天线，所述天线单元的发送端和接收端共用所述收发天线，所述收发天线通过环行器分别与天线单元的发送端和接收端连接。

所述的天线单元包括多根天线，所述天线单元的发送端和接收端分别设置有发送端天线和接收端天线，发送端天线与天线单元的发送端连接，接收端天线与天线单元的接收端连接。

所述的基带信号处理单元包括基带发射信号处理单元、信道估计模块、信道预校正模块、数字干扰抵消磨块、基带接收信号处理单元；所述的基带发射信号处理单元的输出端分别与发射通道、信道估计模块、信号与校正模块、数字干扰抵消模块连接，所述的信道估计模块的输入端还与接收通道连接，信道估计模块的输出端与信号预校正模块连接，信号预校正模块的输出端分别与M条支路预失真干扰重建单元连接和数字干扰抵消模块连接，数字干扰抵消模块的输入端还分别与第一反馈通道、第二反馈通道和接收通道连接，数字干扰抵消模块的输出端与基带接收信号处理单元连接。

所述的***的耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法包括以下步骤：

S1：相邻耦合自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条耦合自干扰多径之间的自干扰相位噪声功率-底噪≤a，其中任意两条相邻的耦合自干扰多径的延迟间隔选取包括以下子步骤：

S11：将延迟大小位于两条相邻的耦合自干扰多径的相位噪声，通过耦合自干扰进行抵消后，等效为周期方波脉冲时域***，其中耦合自干扰延迟间隔设为Δd，码片周期设为T；

S12：周期脉冲时域***的频域响应，对应的频率与幅度衰减分别为f₁,f₂,f₃,f₄,...和a₁,a₂,a₃,a₄,...，其中频率点为f_m＝m1/Δd-1/T，m＝1,2,...；

S13：相位噪声通过中频滤波器会产生衰减，对应于频点f₀+f₁,f₀+f₂,...的衰减为b₁,b₂,...，其中f₀为中频滤波器的中心频率点；

S14：计算a的取值：

$a=\frac{1}{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}\frac{1}{a_m+b_m}}+{\mathrm{\η}}_a;$

式中，η_a延迟大小位于两条相邻的耦合自干扰多径的相位噪声稀疏分布相关的一个调整值；

S2：根据步骤S1得到的结果，选取耦合射频自干扰重建通道数N，使接收机的自干扰相位噪声功率抵消最低设计指标，即满足所述相邻两条耦合自干扰多径之间的自干扰相位噪声功率-底噪≤a的最小数量为耦合射频自干扰重建通道数N的最小值；

S3：在耦合射频自干扰重建通道数的基础上，根据残余自干扰线性与非线性约束，选取预失真自干扰重建通道数M，选取方法包括以下子步骤：

S31：预失真自干扰通道数的选取是经过耦合射频自干扰抵消后，在数字域提取残余自干扰线性与非线性成分，然后进行预失真自干扰通道数的选取；

S32：对于线性自干扰抑制，首先为相邻预失真自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条预失真自干扰多径之间的线性自干扰功率-底噪≤线性自干扰抵消值；然后根据延迟间隔得到最小预失真自干扰通道数为M₁；

S33：对于非线性自干扰抑制，首先是相邻预失真自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条预失真自干扰多径之间的非线性自干扰功率-底噪≤非线性自干扰抵消值，其次根据延迟间隔得到最小预失真自干扰通道数为M₂；

S34：预失真自干扰重建通道数M＝min M₁,M₂。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种同时同频全双工耦合与预校正射频自干扰抵消重建通道数选取的方法，核心方法在于：根据发射机相位噪声大小，通过自干扰信道估计得到自干扰信道的特性，选择耦合射频干扰重建通道数和预失真干扰重建通道数，在发送端设置信号预校正模块，设置射频干扰重建单元，以最合理的复杂度，达到同时同频全双工总的自干扰抑制量要求。

附图说明

图1为本发明***方框图；

图2为本发明天线单元第一种实现方式示意图；

图3为本发明天线单元第二种实现方式示意图；

图4为自干扰多径能量、相位噪声能量与噪底能量对比图；

图5为以任意的两条耦合射频通道为例的自干扰相位噪声成分抵消等效时域***示意图；

图6为以任意的两条耦合射频通道为例的自干扰相位噪声成分抵消等效频域***的幅度与频率的关系示意图；

图7为以任意的两条耦合射频通道为例的自干扰相位噪声成分通过中频滤波器的示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：

如图1所示，一种同时同频全双工***，所述的***包括天线单元、基带信号处理单元、N条支路耦合射频干扰重建单元、发射通道、第一反馈通道、第二反馈通道、接收通道、加法器、M条支路预失真干扰重建单元；

基带信号处理单元的第一发送端通过发射通道分别与天线单元的发送端、N条支路耦合射频干扰重建单元的输入端和第一反馈通道的输入端连接，第一反馈通道的输出端与基带信号处理单元的第一反馈端连接，N条支路耦合射频干扰重建单元的输出端和天线单元的接收端均通过加法器与接收通道的输入端连接，接收通道的输出端与基带信号处理单元的接收端连接；

基带信号处理单元的第二发送端与M条支路预失真干扰重建单元连接，M条支路预失真干扰重建单元输出端分别与第二反馈通道和加法器的输入端连接，第二反馈通道的输出端与基带信号处理单元的第二反馈端连接。

如图2所示，所述的天线单元包括收发天线，所述天线单元的发送端和接收端共用所述收发天线，所述收发天线通过环行器分别与天线单元的发送端和接收端连接。

如图3所示，所述的天线单元包括多根天线，所述天线单元的发送端和接收端分别设置有发送端天线和接收端天线，发送端天线与天线单元的发送端连接，接收端天线与天线单元的接收端连接。

如图1所示，所述的基带信号处理单元包括基带发射信号处理单元、信道估计模块、信道预校正模块、数字干扰抵消磨块、基带接收信号处理单元；所述的基带发射信号处理单元的输出端分别与发射通道、信道估计模块、信号与校正模块、数字干扰抵消模块连接，所述的信道估计模块的输入端还与接收通道连接，信道估计模块的输出端与信号预校正模块连接，信号预校正模块的输出端分别与M条支路预失真干扰重建单元连接和数字干扰抵消模块连接，数字干扰抵消模块的输入端还分别与第一反馈通道、第二反馈通道和接收通道连接，数字干扰抵消模块的输出端与基带接收信号处理单元连接。

所述的***的耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法包括以下步骤：

S1：相邻耦合自干扰多径延迟间隔选取：如图4所示，相邻两条耦合自干扰多径之间的自干扰相位噪声功率-底噪≤a，其中任意两条相邻的耦合自干扰多径的延迟间隔选取包括以下子步骤：

S11：如图5所示，将延迟大小位于两条相邻的耦合自干扰多径的相位噪声，通过耦合自干扰进行抵消后，等效为周期方波脉冲时域***，其中耦合自干扰延迟间隔设为Δd，码片周期设为T；

S12：周期脉冲时域***的频域响应如图6所示，对应的频率与幅度衰减分别为f₁,f₂,f₃,f₄,...和a₁,a₂,a₃,a₄,...，其中频率点为f_m＝m1/Δd-1/T,m＝1,2,...；

S13：相位噪声通过中频滤波器会产生衰减，衰减量的大小如图7所示，对应于频点f₀+f₁,f₀+f₂,...的衰减为b₁,b₂,...，其中f₀为中频滤波器的中心频率点；

S14：计算a的取值：

$a=\frac{1}{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}\frac{1}{a_m+b_m}}+{\mathrm{\η}}_a;$

式中，η_a延迟大小位于两条相邻的耦合自干扰多径的相位噪声稀疏分布相关的一个调整值；

S2：根据步骤S1得到的结果，选取耦合射频自干扰重建通道数N，使接收机的自干扰相位噪声功率抵消最低设计指标，即满足所述相邻两条耦合自干扰多径之间的自干扰相位噪声功率-底噪≤a的最小数量为耦合射频自干扰重建通道数N的最小值；

S3：在耦合射频自干扰重建通道数的基础上，根据残余自干扰线性与非线性约束，选取预失真自干扰重建通道数M，选取方法包括以下子步骤：

S31：预失真自干扰通道数的选取是经过耦合射频自干扰抵消后，在数字域提取残余自干扰线性与非线性成分，然后进行预失真自干扰通道数的选取；

S32：对于线性自干扰抑制，选取方法与耦合自干扰多径延迟间隔选取类似，首先为相邻预失真自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条预失真自干扰多径之间的线性自干扰功率-底噪≤线性自干扰抵消值；然后根据延迟间隔得到最小预失真自干扰通道数为M₁；

S33：对于非线性自干扰抑制，首先是相邻预失真自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条预失真自干扰多径之间的非线性自干扰功率-底噪≤非线性自干扰抵消值，其次根据延迟间隔得到最小预失真自干扰通道数为M₂；

S34：预失真自干扰重建通道数M＝min M₁,M₂。

Claims (5)

1.一种同时同频全双工***，其特征在于：所述的***包括天线单元、基带信号处理单元、N条支路耦合射频干扰重建单元、发射通道、第一反馈通道、第二反馈通道、接收通道、加法器、M条支路预失真干扰重建单元；

基带信号处理单元的第一发送端通过发射通道分别与天线单元的发送端、N条支路耦合射频干扰重建单元的输入端和第一反馈通道的输入端连接，第一反馈通道的输出端与基带信号处理单元的第一反馈端连接，N条支路耦合射频干扰重建单元的输出端和天线单元的接收端均通过加法器与接收通道的输入端连接，接收通道的输出端与基带信号处理单元的接收端连接；基带信号处理单元的第二发送端与M条支路预失真干扰重建单元连接，M条支路预失真干扰重建单元输出端分别与第二反馈通道和加法器的输入端连接，第二反馈通道的输出端与基带信号处理单元的第二反馈端连接。

2.根据权利要求1所述的一种同时同频全双工***，其特征在于：所述的天线单元包括收发天线，所述天线单元的发送端和接收端共用所述收发天线，所述收发天线通过环行器分别与天线单元的发送端和接收端连接。

3.根据权利要求1所述的一种同时同频全双工***，其特征在于：所述的天线单元包括多根天线，所述天线单元的发送端和接收端分别设置有发送端天线和接收端天线，发送端天线与天线单元的发送端连接，接收端天线与天线单元的接收端连接。

4.根据权利要求1所述的一种同时同频全双工***，其特征在于：所述的基带信号处理单元包括基带发射信号处理单元、信道估计模块、信道预校正模块、数字干扰抵消磨块、基带接收信号处理单元；所述的基带发射信号处理单元的输出端分别与发射通道、信道估计模块、信号与校正模块、数字干扰抵消模块连接，所述的信道估计模块的输入端还与接收通道连接，信道估计模块的输出端与信号预校正模块连接，信号预校正模块的输出端分别与M条支路预失真干扰重建单元连接和数字干扰抵消模块连接，数字干扰抵消模块的输入端还分别与第一反馈通道、第二反馈通道和接收通道连接，数字干扰抵消模块的输出端与基带接收信号处理单元连接。

5.如权利要求1～5中任意一项所述的***的耦合与预失真射频干扰重建通道数选取的方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：相邻耦合自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条耦合自干扰多径之间的自干扰相位噪声功率-底噪≤a，其中任意两条相邻的耦合自干扰多径的延迟间隔选取包括以下子步骤：

S11：将延迟大小位于两条相邻的耦合自干扰多径的相位噪声，通过耦合自干扰进行抵消后，等效为周期方波脉冲时域***，其中耦合自干扰延迟间隔设为Δd，码片周期设为T；

S12：周期脉冲时域***的频域响应，对应的频率与幅度衰减分别为f₁,f₂,f₃,f₄,...和a₁,a₂,a₃,a₄,...，其中频率点为f_m＝m 1/Δd-1/T,m＝1,2,...；

S13：相位噪声通过中频滤波器会产生衰减，对应于频点f₀+f₁,f₀+f₂,...的衰减为b₁,b₂,...，其中f₀为中频滤波器的中心频率点；

S14：计算a的取值：

$a=\frac{1}{\underset{m=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\Σ}}\frac{1}{a_m+b_m}}+{\mathrm{\η}}_a;$

式中，η_a延迟大小位于两条相邻的耦合自干扰多径的相位噪声稀疏分布相关的一个调整值；

S2：根据步骤S1得到的结果，选取耦合射频自干扰重建通道数N，使接收机的自干扰相位噪声功率抵消最低设计指标，即满足所述相邻两条耦合自干扰多径之间的自干扰相位噪声功率-底噪≤a的最小数量为耦合射频自干扰重建通道数N的最小值；

S3：在耦合射频自干扰重建通道数的基础上，根据残余自干扰线性与非线性约束，选取预失真自干扰重建通道数M，选取方法包括以下子步骤：

S31：预失真自干扰通道数的选取是经过耦合射频自干扰抵消后，在数字域提取残余自干扰线性与非线性成分，然后进行预失真自干扰通道数的选取；

S32：对于线性自干扰抑制，首先为相邻预失真自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条预失真自干扰多径之间的线性自干扰功率-底噪≤线性自干扰抵消值；然后根据延迟间隔得到最小预失真自干扰通道数为M₁；

S33：对于非线性自干扰抑制，首先是相邻预失真自干扰多径延迟间隔选取：相邻两条预失真自干扰多径之间的非线性自干扰功率-底噪≤非线性自干扰抵消值，其次根据延迟间隔得到最小预失真自干扰通道数为M₂；

S34：预失真自干扰重建通道数M＝min M₁,M₂。