CN105896987A - 反激变换器自举型同步整流驱动电路 - Google Patents

Abstract

反激电源变换器采用变压器驱动绕组实现自举型同步整流驱动。包含原边开关管、变压器、自举电路、驱动电路和同步整流器、输出滤波电容。变压器原边绕组与原边功率开关管在PWM信号驱动下，将输入电源转换为脉冲方式传递到副边；副边驱动绕组的输出经过自举电路，电压得到提升，经由驱动电路驱使同步整流器工作；副边主输出绕组的输出经过同步整流器后被滤波后得到输出电压。

Description

反激变换器自举型同步整流驱动电路

所属技术领域：

本专利涉及在反激电源变换器中如何用变压器驱动绕组实现自举型同步整流驱动电路。

背景技术

为了在电源变换器中为了降低功率损耗、提高转换效率，采用同步整流是一个非常好的解决方案，尤其是对于低电压、大电流应用。这是因为采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor)作为整流器件的电压降远低于相应的二极管器件。

反激变换器因为其电路结构简单、适应宽输入电压范围而被广泛应用在中小功率变换器。与此相对应同步整流反激变换器中一样随之得到了广泛应用。反激变换器中的副边(输出侧)同步整流方案总的说来分为外部驱动、自驱动和混合驱动等三种。

外部驱动是指副边开关管的驱动信号由原边信号直接产生的，产生的方法可以通过变压器、高速光耦、数字隔离器等各种隔离器件将PWM(Pulse Width Modulator)驱动信号从原边传递到副边，直接或者经过加强后再驱动副边同步整流器件，图1是这种方案典型结构。这种方案采用隔离器件104传递驱动信号，在用于输出电流较大的场合，由于相应的副边同步整流MOSFET(106)的Qg也较大，因此副边需要有额外的驱动电路(105)加强驱动信号以快速开关同步整流MOSFET，减少开关过程中造成的损耗(亦称开关损耗)；当输出电压幅度不适合用作驱动电压时，驱动电路的工作电压VCC需要额外变压器绕组产生；原边的高电平延时电路(101)用于防止原副边MOSFET有共通的过程，保证当原边主开关管MOSFET(102)导通时，副边同步整流MOSFET已经关断。为了保证对同步整流管足够的驱动能力，副边须有相应的辅助电源提供驱动电压。

自驱动是指驱动信号直接取自于变压器(202)的副边的一个绕组并用其驱动副边同步整流器件(206)，这个绕组通常就称之为驱动绕组(Nd)，图2是这种驱动方式的基本电路，变压器至少包含原边绕组(Np)、副边输出主绕组(Ns)和驱动绕组(Nd)三个绕组，定义Np与开关管102直接相连的一端为同名端。这种驱动方案简单，副边同步整流器件的高电平驱动信号幅值稳定，正比于驱动绕组和输出绕组的变比、输出电压，等于Vout＊Nd/Ns，驱动绕组即可满足同步整流管的驱动能力要求。但是需要注意两点，一是由于驱动电阻(203)在驱动电压的正负电平时都在工作，因此损耗较高；二是由于驱动信号的负向电压信号幅度为Vin＊Nd/Np，在输入电压范围很宽的时候，需要钳位器件(205)进行负向钳位，确保同步整流MOSFET(206)的不会因为负向的Vgs电压较高而损坏，因此需要仔细权衡变压器各绕组之间的变比，以减少钳位电路工作时产生的损耗。由于只有当201原边主开关管MOSFET开通后，202的Nd绕组电压才会反向，因此206的关断会滞后于201开通，存在原副边同时导通过程现象(也称共通过程)，由此也带来了额外的功率损耗。

混合驱动是驱动副边同步整流器件的信号被分为两个部分，其中高电平取自于变压器驱动绕组的输出因其有足够的驱动能力，而关断信号由原边PWM信号通过隔离器件传递到副边进行控制，变压器(303)至少包含原边绕组(Np)、副边输出主绕组(Ns)和驱动绕组(Nd)三个绕组，具体如图3。副边同步整流MOSFET(308)的高电平驱动信号幅值稳定，等于Vout＊Nd/Ns；而关断信号由原边控制(304、307)，由于高电平延时电路(301)的作用，当原边的主开关管(302)导通时，副边同步整流MOSFET已经关断。因此原副边两侧的MOSFET共通时间可控，可以达到两者无共通过程，降低共通损耗；同时由于驱动电路串联二极管(306)反向阻断的作用，驱动绕组在处于负向电压时不会被短路，同时使得驱动电阻(305)不会处于工作状态、降低了其功耗；驱动电压幅度只与输出电压相关，变压器各绕组之间的变比容易设计，且无须有驱动用辅助电源。缺点是需要和外驱动一样的隔离器件，电路较复杂。

在自驱动和混合驱动方案中，副边同步整流MOSFET的驱动电压幅度都是Vout＊Nd/Ns，而其负向电压没有被利用，甚至还会成为损耗的来源、或者影响变压器各绕组之间变比的选择、或者是需要设法规避的不利因素。

发明内容

本发明为反激变换器中使用的一种新型同步整流驱动电路，称之为自举型，通过充分利用驱动绕组在原边MOSFET开通和关断时产生的电压，使得驱动电路设计简单、有效和低功耗，降低变压器驱动绕组匝数要求；结合混合驱动方式，可以解决原副边共通问题。

反激变换器自举型同步整流驱动电路由三个部分构成，分别为副边驱动绕组、电压自举电路和驱动电路，原理框图如图4。图4中，反激变压器402包含原边Np、副边主输出Ns和副边驱动Nd等三个绕组，其原边绕组Np与原边功率开关管401在PWM信号驱动下，将输入电源转换为脉冲方式传递到副边；副边驱动绕组的输出经过自举电路403，电压得到提升，经由驱动电路404驱使同步整流器405工作；副边主输出绕组Ns的输出经过同步整流器后被406滤波后得到输出电压。

图4电路的具体实现可以有多种方式，以下列举几种实现形式。

图5中变压器(502)副边主输出绕组Ns的同名端连接到同步整管508的源极(S-Source)，508的漏极(D-Drain)和Ns的异名端之间有输出滤波电容509，509的两端即为输出电压。

自举电路构成如下：二极管505连接在Ns的同名端和驱动绕组Nd异名端之间，其中505的P极与Ns的同名端相连、N极与Nd的异名端相连；Nd的两端连接有电容503和二极管504串联电路，其中电容503一端连接驱动绕组的同名端、504的N结连接在Nd的异名端。503和504的串联节点为自举电路的输出。

驱动电路则由电阻506和NPN型三极管507构成。506的一端连接到自举电路的输出，另一端连接到508的栅极(G-Gate)；507的集电极(C-Collector)连接到508的G极、发射机(E-Emitter)连接到508的S极，其基极连接到Nd的异名端。这个NPN型三极管也可以用N沟道的MOSFET替代。

当原边MOSFET(501)导通时，Ns的同名端为负电压、Nd的异名端为正电压，507的be极导通，508的Vgs为零，508关断。Nd两端电压为Vin＊Nd/Np，由于504处于正向偏置，因此503两端电压为Vin＊Nd/Np-Vfd，Vfd为504的正向PN结压降，其中503与Nd同名端相连一侧为低，与504的P极相连一侧为高。虽然507的CE是导通的，但是由于没有直接的电流回路，所以506没有电流流过，在此期间也就不会产生功耗，508的GS两端的电荷被507释放。这样507就构成了副边同步整流驱动的关断电路。

当501关断时，Ns和Nd的同名端为正电压，Nd的异名端为负电压。由于505的正向钳位作用，507的be极被反向偏置而关断。Nd两端的端电压为Vout＊Nd/Ns，由于504的反向截止作用，在503两端得到一个幅值为Vin＊Nd/Np-Vfd+Vout＊Nd/Ns电压，仍然是503与504的P极相连一侧为高。503上的电压通过506使得508导通。508的Vgs两端电压为由504～506构成的回路，因此为Vin＊Nd/Np+Vout＊Nd/Ns-2Vfd。这样506电阻就构成了副边同步整流驱动的开通电路。

以上所述，开通508的驱动电压由于叠加了原边开通时驱动绕组的端口电压幅值，因此远高于标准自驱型同步整流驱动电压幅值。503电容在每次原边开通时被驱动绕组经由504自行充电并把电压幅度维持为Vin＊Nd/Np-Vfd，为此503被称之为自举电容。

如上所述，由于503、504和505的作用，此自举型电路充分利用了501导通和关断时在Nd绕组上产生的电压幅值，在同样Nd绕组匝数的条件下，大幅提高了驱动电压幅值；反之，针对合适的驱动电压，设计时可以大幅减少Nd绕组的所需匝数。

在输入电压Vin范围变化特别大的应用中，比如VinmaxNinmin的比率达到5倍，那么为了满足在最低输入时GS两端有足够的驱动电压，又会导致在最高输入电压时驱动电压超出器件规定的最大值。为此可以采用图6所示的带钳位功能的驱动电路。图6仅是在图5基础上做了小小的改动，增加了NPN三极管610和齐纳二极管611两个器件，601～609对应于图5的501～509。两者的区别在于608的驱动不再由606、而是通过606、610和611共同完成，其中610的C极和606的一端连到自举电路的输出、610的E极连接到608的G极，610的B极、606的另一端和611的N极相连，611的P极连接到608的源极、同时也是Ns的同名端。在PWM电平为低时，如果603两端电压Vc(603)高于611的钳位电压Vz(611)时，610的发射极端即608的Vgs驱动电压为Vz(611)-Vbe(610)，其中Vbe(610)为610的b、e的PN极电压降；如果603两端电压低于611的钳位电压时，608的Vgs驱动电压为Vc(603)-Vfd-Vbe(610)，Vfd是605的正向电压降。这样在输入电压Vin变化范围很大的时候，不用担心为了顾及低端输入时的驱动电压值、而导致高端输入的Vgs超出器件限值。610也可以用N沟道MOSFET替换，当钳位电路动作时，驱动电压幅度为Vz(611)-Vth(610)，Vth(610)为510的阀值电压。这样副边同步整流驱动的开通电路由606、610和611构成；而关断电路过程和图5一样，由607就完成。

为了解决自驱动方式原边开通时存在的原副边共通现象，在自举型同步整流电路中加上外部关断电路，即可以解决相关问题。图7所示为在图5基础上的改进。其中701～709对应于501～509，增加了710高电平延时电路和711隔离器。707的基极不再直接与Nd的异名端相连，而是由711来驱动。当PWM信号一旦变为高电平直接通过711关断707、并在延时一段时间后才会开通701，这样确保701和708之间不会同时导通。这样副边同步整流驱动的关断电路由707、711就构成，开通电路由706构成。

图7所示外部驱动关断电路也可以和图6所示电路相结合，达到驱动电压被钳位而且原副边无共通现象。

以上示例电路副边同步整流器件都是以高边整流和N沟道MOSFET为例来说明，同样可以很容易通过相应的变换应用到低边N沟道同步整流、以及采用P沟道MOSFET作为同步整流器件的相应设计中。

附图说明

图1为反激变换器采用外部驱动方式的同步整流方案。

图2为反激变换器采用自驱动方式的同步整流方案。

图3为反激变换器采用混合驱动方式的同步整流方案。

图4为本发明反激变换器自举型同步整流方案原理框图。

图5为本发明反激变换器自举型自驱动方式的同步整流方案。

图6为本发明反激变换器带有钳位电路的自举型自驱动方式的同步整流方案。

图7为本发明反激变换器带有外驱动关断的自举型同步整流方案。

具体实施方式

图1为反激变换器采用外部驱动方式的同步整流方案。PWM驱动信号经过延时电路101驱动102原边MOSFET，同时通过104隔离电路到达副边，由105同步整流驱动电路驱动106副边同步整流MOSFET。PWM处于高电平时，由于高电平延时电路的作用，在102导通时，106已经处于关断状态，因此102和106不会同时处于导通状态；在PWM处于低电平时，102立即关断，106也随即导通，调整相应电路参数，可以确保102和106不会共通。103变压器将功率从原边传递到副边，107为输出滤波电容。

图2为反激变换器采用自驱动方式的同步整流方案。PWM信号直接驱动201原边MOSFET，变压器(202)增加了一个绕组Nd。Nd的同名端输出通过203电阻和205二极管并联电路驱动206副边同步整流MOSFET，Nd的非同名端直接连到206的源极。207为输出滤波电容。当201开通时，Nd同名端为负、非同名端为正，其端口电压为Vin＊Nd/Np，206因Vgs为负而关断，由203和205构成的钳位电路保证电压不会超过206的Vgs限值。当201关断时，Nd同名端为正，Nd端口电压为Vout＊Nd/Ns，206开通。

图3为反激变换器采用混合驱动方式的同步整流方案。PWM驱动信号经过高电平延时电路301驱动302原边MOSFET，同时通过304隔离电路到达副边，驱动307--控制副边同步整流信号的MOSFET。当PWM为高电平时，由于301的延时，在302导通时，307预先已经导通，308副边同步整流MOSFET的Vgs为零而处于关断状态，因此302和308不会同时导通；303变压器的Nd绕组同名端为负电压、连接308源极的非同名端为正，但是由于驱动电路306二极管的反向截止作用，305驱动电阻不会有任何损耗。当PWM为低电平时，302和307都立即关断，303变压器的Nd绕组同名端为高电平、非同名端为负，端口电压为Vout＊Nd/Ns，通过305和306驱动308导通，因此302和308不会共通。309为输出滤波电容。

图4为本发明反激变换器自举型同步整流方案原理框图。包含原边开关管401、变压器402、自举电路403、同步整流驱动电路404和同步整流器405、输出滤波电容406。其原边绕组Np与原边功率开关管401在PWM信号驱动下，将输入电源转换为脉冲方式传递到副边；副边驱动绕组的输出经过自举电路403，电压得到提升，经由驱动电路404驱使同步整流器405工作；副边主输出绕组Ns的输出经过同步整流器后被406滤波后得到输出电压。

图5为本发明反激变换器自举型自驱动方式的同步整流方案。PWM信号直接驱动501原边MOSFET；二极管505连接在Ns的同名端和驱动绕组Nd异名端之间，其中505的P极与Ns的同名端相连、N极与Nd的异名端相连；Nd的两端连接有电容503和二极管504串联电路，其中电容503一端连接驱动绕组的同名端、504的N结连接在Nd的异名端。506的一端连接在503和504的串联结点，另一端连接到508的栅极(G-Gate)；507的集电极(C-Collector)连接到508的G极、发射机(E-Emitter)连接到508的S极，其基极连接到Nd的异名端。变压器502副边主输出绕组Ns的同名端连接到同步整流MOSFET(508)的源极(S-Source)，508的漏极(D-Drain)和Ns的异名端之间有输出滤波电容509，509的两端即为输出电压。当PWM信号为高电平时，501开通，Nd异名端为高电平使得507开通，508的Vgs为零而关断，503两端电压为Vin＊Nd/Np-Vfd，其中503与Nd同名端相连侧为负，Vfd为504的正向导通压降，由于没有电流回路，506不消耗功率；当PWM信号为低电平时，501关断，Nd同名端为高电平，507关断，503两端电压为Vout＊Nd/Ns+Vin＊Nd/Np-Vfd，与Nd同名端相连侧为正，通过506开通508。

图6为本发明反激变换器带有钳位电路的自举型自驱动方式的同步整流方案。图中601～609对应于图5的501～509，增加了NPN型三极管610和齐纳二极管611。610的C极和606的一端连到自举电路的输出、610的E极连接到608的G极，610的B极、606的另一端和611的N极相连，611的P极连接到608的源极、同时也是Ns的同名端。当PWM为高电平时，由于Nd异名端为高电平，607导通，608的Vgs为零而关断；当PWM为低电平时，603两端电压Vc(603)为Vout＊Nd/Ns+Vin＊Nd/Np-Vfd，当这个电压低于Vz(611)时，610的E极电压即608的Vgs为Vc(603)-Vfd-Vbe(610)，Vfd为二极管605的正向导通压降；如果Vc(603)电压高于Vz(611)时，610的E极电压即808的Vgs为Vz(611)-Vbe(610)，而不受Vin的变化而影响。

图7为本发明反激变换器带有外驱动关断的自举型同步整流方案。701～709对应于图5的501～509，增加了710和711电路。相应的连接变化有，PWM信号经过710高电平延时电路后驱动701原边MOSFET；707的基极有711隔离器驱动。当PWM信号为高电平时，707将立即开通，708的Vgs为零而关断，而701会延时开通，因此701和708无共通，703两端电压为Vin＊Nd/Np-Vfd，其中703与Nd同名端相连侧为负，Vfd为704的正向导通压降，由于没有电流回路，706不消耗功率；当PWM信号为低电平时，701、707立即关断，Nd同名端为高电平，703两端电压为Vout＊Nd/Ns+Vin＊Nd/Np-Vfd，与Nd同名端相连侧为正，通过706开通708。

Claims (12)

1.反激变换器自举型同步整流驱动电路，

a)变压器至少包含原边、副边输出、副边驱动等三个绕组。

b)自举型同步整流驱动电路由副边驱动绕组、自举电路和驱动电路构成。

2.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利1所述的自举电路构成为：一个二极管连接在的副边输出绕组的同名端和副边驱动绕组异名端之间，此二极管的P极与副边输出绕组的同名端相连、N极与副边驱动绕组的异名端相连；副边驱动绕组两端连接有电容和二极管串联电路，其中电容的一端连接到驱动绕组的同名端、二极管的N极连接到驱动绕组的异名端，电容和二极管串联节点为自举电路的输出。

3.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利1所述的驱动电路由开通电路和关断电路构成。

4.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利3所述的驱动电路的开通电路为一个电阻连接在自举电路的输出和副边同步整流MOSFET的栅极。

5.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利3所述的驱动电路中的开通电路可以由NPN型三极管、电阻和齐纳二极管构成的钳位电路构成。其中NPN型三极管的集电极和电阻的一端连接到自举电路的输出，NPN型三极管的基极、电阻的另一端和齐纳二极管的N极连在一起，NPN型三极管的发射极连接到副边同步整流MOSFET的栅极，齐纳二极管的P极连接到副边同步整流MOSFET的源极。所述的NPN型三极管可以用N沟道MOSFET替换。

6.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利3所述的驱动电路中的关断电路由一个NPN型三极管构成。三极管的基极连接到副边驱动绕组的异名端，集电极连接到副边同步整流MOSFET的栅极，发射极连接到副边同步整流MOSFET的源极。这个NPN型三极管可以用N沟道MOSFET替代。

7.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利3所述的驱动电路中的关断电路由一个NPN型三极管和外部驱动关断电路构成。三极管的基极连接到外部关断电路的输出，集电极连接到副边同步整流MOSFET的栅极，发射极连接到副边同步整流MOSFET的源极。这个NPN型三极管可以用N沟道MOSFET替代。

8.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利7所述外部驱动关断电路与PWM信号、原边驱动信号之间的关系如下：PWM信号无延时经过外部驱动关断电路关断副边同步整流MOSFET，经过高电平延时电路之后驱动原边MOSFET，从而确保副边同步整流MOSFET先关断、原边MOSFET后开通而没有原副边共通过程。

9.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利1所述的副边同步整流MOSFET可以用N沟道器件也可以是P沟道器件。

10.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利5所述NPN型三极管电路可以用相对应的PNP型三极管电路构成。

11.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利6所述NPN型三极管电路可以用相对应的PNP型三极管电路构成。

12.根据反激变换器自举型同步整流驱动电路权利7所述NPN型三极管或者N沟道MOSFET电路可以用相对应的PNP型三极管或者P沟道MOSFET电路构成。