CN105846672A - 直流倍压电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种直流倍压电路，包括：交流电压源、整流模块、倍压模块以及负载模块；所述交流电压源通过整流模块整流后转换成直流电，并经n个串联的倍压模块升压后传输至负载模块；其中n为正整数。本发明提供的直流倍压电路中的开关管所需承受的额定电压不超过输入电压的峰值，远低于输出电压，电路性能更加稳定可靠；并能够通过增加倍压模块满足不同等级的电压需求，通用性较强。

Description

直流倍压电路

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，具体地，涉及一种直流倍压电路。

背景技术

市电是有效值为220V的交流电压，而对于某些需要直流高压作为输入电源的电器设备，如臭氧发生器和电除尘设备等，却需要数十千伏的电压，电源的产生成为一个很重要的技术难点。

Boost电路能够实现直流升压，但是MOSFET在关断时所需要承受的最大电压比输出电压还高，而现有的MOSFET所能承受的额定电压值有限，一般只有几百伏，这极大地限制了将Boost电路应用于直流高压领域的可能。

串联谐振电路是产生交流高压的一种较为简单的拓扑，交流电源给串联电感和电解电容供电，电路处于谐振状态，产生较大的电流并在电感和电解电容上形成极性相反的大电压。利用这种方法产生直流高压在实际操作中会遇到一些问题：首先，电感的尺寸较大且绕制较复杂，由于要承受大电压，匝间的绝缘变得困难；其次，谐振状态很难匹配，且环境温度、电路工作状态的改变等都会影响电感和电解电容的阻值，从而使电路偏离谐振状态，导致输出电压大幅降低。

变压器是交流升压的常用设备，但是变压器的体积庞大，而所使用的磁芯也将大大提高设备的总质量，且二次侧电流需要进行整流，这对功率二极管和电解电容的耐压也是一个相当大的考验。高频化是减小变压器体积的一个重要方法，先将220V的市电进行整流，再将其逆变成高频电压，变压器通过磁耦合在二次侧产生所需的高压，再对其进行整流获得直流高压输出，但是整个过程的控制较为复杂，且能量传输效率不是很高。

传统的二倍压整流电路和三倍压整流电路升压能力有限，可拓展性差，要产生更高的直流电压时这种电路就无能为力了，且电路中的整流二极管需要承受的最高反向电压是输入电压幅值的两倍，当要获得很高的输出电压时，二极管可能被反向击穿。

综合以上，对直流倍压电路现有电路结构的分析发现，目前阶段仍然需要推出可模块化、通用性强、管压降小的新型整流电路，随着电力电子器件的制造工艺水平和控制技术的不断提高，将MOSFET运用到直流倍压电路中能够增加电路的可控性，且能够实现不同波形的直流电压输出。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种直流倍压电路。

根据本发明提供的直流倍压电路，包括交流电压源、整流模块、倍压模块以及负载模块；所述交流电压源通过整流模块整流后转换成直流电，并经n个串联的倍压模块升压后传输至负载模块；其中n为正整数。

优选地，所述整流模块包括四个功率二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4，交流电压源的一端分别连接至二极管D1的正极、二极管D2的负极，所述交流电压源的另一端分别连接至二极管D3的正极、二极管D4的负极，且所述二极管D1、二极管D3的负极相连构成整流模块的正输出端并连接至倍压模块的正充电端；所述二极管D2、二极管D4的正极相连构成整流模块的负输出端并连接至倍压模块的负充电端。

优选地，所述倍压模块包括：电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第一保护二极管、第二保护二极管，电容的正极分别连接至第一开关管、第三开关管的漏极并构成倍压模块的正充电端；电容的负极连接至第一开关管的源极并构成倍压模块的负充电端；所述第一开关管的源极连接至第一保护二极管的正极，所述第一保护二极管的负极构成倍压模块的第一输出端；所述第三开关管的源极连接至第二保护二极管的正极，所述第二保护二极管的负极连接至第二开关管的漏极，所述第二保护二极管的正极构成倍压模块的第二输出端。

优选地，多个倍压模块依次串联构成多级倍压模块，即上一级倍压模块的第一输出端连接下一级倍压模块的正充电端，上一级倍压模块的第二输出端连接下一级倍压模块的负充电端；

其中，末级倍压模块，包括：末级电容和末级开关管，所述末级电容的正极连接至上一级倍压模块的第一输出端和末级开关管的漏极，所述末级电容的负极连接至上一级倍压模块的第二输出端；末级开关管的源极连接至负载模块的一端，负载模块的另一端连接至初级倍压模块的负充电端。

优选地，当电容处于充电状态时，所述多级倍压模块中的各个第三开关管处于截止状态，且各个第一开关管、第二开关管处于导通状态，多级倍压模块中的电容呈并联关系，交流电压源给多级倍压模块中的电容充电；

当电容处于放电状态时，所述多级倍压模块中的各个第三开关管处于导通状态，且各个第一开关管、第二开关管处于截止状态，多级倍压模块中的电容呈串联关系，多级倍压模块中的电容给负载模块供电。

优选地，开关管的型号为N沟道MOSFET器件，600V，25A/100℃。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1、本发明提供的直流倍压电路中的开关管所需承受的额定电压不超过输入电压的峰值，远低于输出电压，电路性能更加稳定可靠。

2、本发明提供的直流倍压电路能够通过增加倍压模块满足不同等级的电压需求，通用性较强。

3、本发明提供的直流倍压电路通过调整开关管的通断时间，可生成不同波形的高压。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为三级直流倍压电路结构示意图；

图2为n级直流倍压电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。

根据本发明提供的直流倍压电路，包括：交流电压源、整流模块、倍压模块以及负载模块；所述交流电压源通过整流模块整流后转换成直流电，并经n个串联的倍压模块升压后传输至负载模块；其中n为正整数。

所述整流模块包括四个功率二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4，交流电压源的一端分别连接至二极管D1的正极、二极管D2的负极，所述交流电压源的另一端分别连接至二极管D3的正极、二极管D4的负极，且所述二极管D1、二极管D3的负极相连构成整流模块的正输出端并连接至倍压模块的正充电端；所述二极管D2、二极管D4的正极相连构成整流模块的负输出端并连接至倍压模块的负充电端。

所述倍压模块包括：电容(如图1中的C1)、第一开关管(如图1中的S1)、第二开关管(如图1中的S3)、第三开关管(如图1中的S5)、第一保护二极管、第二保护二极管，电容的正极分别连接至第一开关管、第三开关管的漏极并构成倍压模块的正充电端；电容的负极连接至第一开关管的源极并构成倍压模块的负充电端；所述第一开关管的源极连接至第一保护二极管的正极，所述第一保护二极管的负极构成倍压模块的第一输出端；所述第三开关管的源极连接至第二保护二极管的正极，所述第二保护二极管的负极连接至第二开关管的漏极，所述第二保护二极管的正极构成倍压模块的第二输出端。

多个倍压模块依次串联构成多级倍压模块，即上一级倍压模块的第一输出端连接下一级倍压模块的正充电端，上一级倍压模块的第二输出端连接下一级倍压模块的负充电端；

其中，末级倍压模块，包括：末级电容和末级开关管，所述末级电容的正极连接至上一级倍压模块的第一输出端和末级开关管的漏极，所述末级电容的负极连接至上一级倍压模块的第二输出端；末级开关管的源极连接至负载模块的一端，负载模块的另一端连接至初级倍压模块的负充电端。

当电容处于充电状态时，所述多级倍压模块中的各个第三开关管处于截止状态，且各个第一开关管、第二开关管处于导通状态，多级倍压模块中的电容呈并联关系，交流电压源给多级倍压模块中的电容充电；

当电容处于放电状态时，所述多级倍压模块中的各个第三开关管处于导通状态，且各个第一开关管、第二开关管处于截止状态，多级倍压模块中的电容呈串联关系，多级倍压模块中的电容给负载模块供电。

所述开关管为N沟道MOSFET器件，600V，25A/100℃。

具体地，如图1所示，为三级直流倍压电路，能够同时实现单相整流和三级直流倍压功能，包括功率四个二极管D1～D4、七个N沟道MOSFET和四个二极管组成的开关管S1～S7、电解电容C1～C3、负载电阻RL，其中：

功率二极管D1的负极与功率二极管D3的负极相连后，形成直流回路正极，并与开关管S1和S5中MOSFET的漏极、电解电容的C1正极相连；

功率二极管D2的正极与功率二极管D4的正极相连后，形成直流回路负极，并与开关管S3中MOSFET的源极、负载电阻的一端、电解电容C1的负极相连；

开关管S1中串联二极管的负极、电解电容C2的正极、开关管S2和S6中MOSFET的漏极相连；

开关管S3中串联二极管的正极、开关管S5中MOSFET的源极、电解电容C2的负极、开关管S4中MOSFET的源极相连；

开关管S2中串联二极管的负极、的漏极、电解电容C3的正极相连，开关管S7中MOSFET的源极与负载电阻RL的另一端相连；

开关管S4中MOSFET串联二极管的正极、开关管S6中MOSFET的源极、电解电容C3的负极相连。

本实例中上述各个元器件的选型：

供电电源：单相交流电源220V；

负载功率：2.5kW，

整流二极管(D1～D4)与开关管中串联的四个二极管：600V，25A/100℃，二极管D1～D4构成单相二极管整流桥，开关管中串联的二极管是为了防止放电阶段MOSFET源极与漏极承受正压时集成于内部的反并联二极管导通；

电解电容(C1～C3)：400V，3300μF，插件，用于储能与倍压；

开关管S1～S7的MOSFET：600V，25A/100℃，用于控制电解电容C1、电解电容C2、电解电容C3充电储能和直流高压输出的电路切换；

负载电阻(RL)：100kΩ/100℃，10W，放电时，负载电阻RL与电解电容C1～C3形成串联回路，获得高电压输入以及消耗电路中储存的能量；

所述四个功率二极管D1～D4构成整流桥，整个电路具体工作时：

接通单相交流电源(220V)，导通开关管S1-S4，关断开关管S5-S7，通过四个功率二极管D1～D4构成的整流桥对电解电容C1～C3整流充电，充电完成后，关断开关管S1～S4(与MOSFET串联的二极管可防止放电阶段MOSFET内部的反并联二极管导通)，导通开关管S5～S7，电解电容C1、开关管S5、电解电容C2、开关管S6、电解电容C3、开关管S7形成串联，给负载电阻RL提供三倍于电容电压的高压输出。通过调整开关管S1-S4和S5-S7的通断时间，还可以生成不同波形的电压。

n级直流倍压电路的工作原理与三级直流倍压电路的工作原理基本一致。

本发明可以应用于电除尘设备，臭氧发生器，电子点火等一系列需要直流高压的领域，能够同时实现单相整流和直流倍压功能，具有开关管所需承受的电压低、可模块化、通用性强、可生成不同的电压波形等优点。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (6)

1.一种直流倍压电路，其特征在于，包括交流电压源、整流模块、倍压模块以及负载模块；所述交流电压源通过整流模块整流后转换成直流电，并经n个串联的倍压模块升压后传输至负载模块；其中n为正整数。

2.根据权利要求1所述的直流倍压电路，其特征在于，所述整流模块包括四个功率二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4，交流电压源的一端分别连接至二极管D1的正极、二极管D2的负极，所述交流电压源的另一端分别连接至二极管D3的正极、二极管D4的负极，且所述二极管D1、二极管D3的负极相连构成整流模块的正输出端并连接至倍压模块的正充电端；所述二极管D2、二极管D4的正极相连构成整流模块的负输出端并连接至倍压模块的负充电端。

3.根据权利要求1所述的直流倍压电路，其特征在于，所述倍压模块包括：电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第一保护二极管、第二保护二极管，电容的正极分别连接至第一开关管、第三开关管的漏极并构成倍压模块的正充电端；电容的负极连接至第一开关管的源极并构成倍压模块的负充电端；所述第一开关管的源极连接至第一保护二极管的正极，所述第一保护二极管的负极构成倍压模块的第一输出端；所述第三开关管的源极连接至第二保护二极管的正极，所述第二保护二极管的负极连接至第二开关管的漏极，所述第二保护二极管的正极构成倍压模块的第二输出端。

4.根据权利要求3所述的直流倍压电路，其特征在于，多个倍压模块依次串联构成多级倍压模块，即上一级倍压模块的第一输出端连接下一级倍压模块的正充电端，上一级倍压模块的第二输出端连接下一级倍压模块的负充电端；

其中，末级倍压模块，包括：末级电容和末级开关管，所述末级电容的正极连接至上一级倍压模块的第一输出端和末级开关管的漏极，所述末级电容的负极连接至上一级倍压模块的第二输出端；末级开关管的源极连接至负载模块的一端，负载模块的另一端连接至初级倍压模块的负充电端。

5.根据权利要求4所述的直流倍压电路，其特征在于，当电容处于充电状态时，所述多级倍压模块中的各个第三开关管处于截止状态，且各个第一开关管、第二开关管处于导通状态，多级倍压模块中的电容呈并联关系，交流电压源给多级倍压模块中的电容充电；

当电容处于放电状态时，所述多级倍压模块中的各个第三开关管处于导通状态，且各个第一开关管、第二开关管处于截止状态，多级倍压模块中的电容呈串联关系，多级倍压模块中的电容给负载模块供电。

6.根据权利要求3所述的直流倍压电路，其特征在于，开关管的型号为N沟道MOSFET器件，600V，25A/100℃。