CN105763300A - 一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，包括以下步骤：(1)对接收信号进行图样检测，确定接收信号为波束域与功率域联合复用的图样时，将接收信号输送到复合接收机；(2)对接收信号进行量化，通过空域滤波器抑制波束间干扰，得到标量信号；(3)对标量信号进行归一化处理，使得多输入多输出信道降维至单输入单输出信道；(4)对归一化后的标量信号，通过顺序干扰消除器去除波束内干扰，得到目标信号；(5)计算目标信号的信干噪比。本发明提出的复合接收机设计方法充分利用空域图样分割多址接入技术的空域复用特性，可以对接收信号进行正确的检测，并具备较低的复杂度。

Description

一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法

技术领域

本发明涉及一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，属于移动通信***中的多址接入技术。

背景技术

随着移动数据流量的***式增长，以及移动通信网络连接的设备总量的快速增长，未来移动通信***在***速率和设备接入容量方面将面临巨大挑战。新型正交多址接入技术作为未来移动通信***的关键技术之一，已成为业界关注的焦点。

空域图样分割多址接入技术，以波束域为基础实现资源的多域复用，将非正交多址接入技术和大规模天线阵列技术相结合，在***速率和设备接入容量方面带来了显著性能增益。

然而，空域图样分割多址接入技术的多域叠加信号，给接收端的检测技术带来了巨大挑战。一方面，接收信号不仅在波束域上叠加形成了波束间干扰，还在功率域上叠加形成了波束内干扰，因此，单一的多用户检测技术难以有效地处理这些干扰。另一方面，目前在非正交多址接入技术的接收机设计方面多采用非线性检测方式，而非线性检测方式具有较高的复杂度，因此，需要充分考虑空域图样分割多址接入技术的特点，设计低复杂度的接收机方法。

发明内容

发明目的：为了解决空域图样分割多址接入技术的接收机设计在复杂干扰和复杂度要求方面面临的巨大挑战，本发明以空域图样分割多址接入技术的空域基础为切入点，提出了联合空域滤波器和顺序干扰消除器的复合接收机设计方法。本发明提出的复合接收机设计方法充分利用空域图样分割多址接入技术的空域复用特性，可以对接收信号进行正确的检测，并具备较低的复杂度。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，包括以下步骤：

(1)对接收信号进行图样检测，确定接收信号为波束域与功率域联合复用的图样时，将接收信号输送到复合接收机；

(2)对接收信号进行量化，通过空域滤波器抑制波束间干扰，得到标量信号；

(3)对标量信号进行归一化处理，使得多输入多输出信道降维至单输入单输出信道：

(4)对归一化后的标量信号，通过顺序干扰消除器去除波束内干扰，得到目标信号；

(5)计算目标信号的信干噪比。

所述步骤(2)，具体包括如下步骤：

(21)确认第k个用户的接收信号向量将经过无线信道的接收信号向量表示为y_k＝G_kFt+w_k，为第k个用户与基站端之间的信道矩阵，为迫零波束赋形矩阵，F＝[f₁，f₂，…，f_n，…，f_N]，为对应第n个波束的波束赋形向量，为发射端的叠加信号，为发射端的多域复用矩阵，[B]_nk＝b_nk∈{0，1}，b_nk＝1表示第n个波束被第k个用户复用，b_nk＝0表示第n个波束没有被第k个用户复用，为功率配置矩阵，[P]_nk＝p_nk为第k个用户在第n个波束上的发射功率，为用户组的目标信号向量，[s]_k＝s_k为第i个用户的目标信号，符号о表示Hadamard乘积，w_k为第k个用户受到的加性高斯白噪声，满足(表示w_k服从均值为0、方差阵为的复高斯分布)，表示复高斯分布，为噪声方差，为元素全为1的N_R维列向量；K为用户组内的用户总数，N为用户组复用的总波束数，N_R为用户端配置的天线数，N_T为基站端配置的天线数；

(22)基于最小均方误差准则计算第k个用户的空域滤波器矩阵V_k；

(23)对第k个用户进行空域滤波处理，得到第k个用户在第n个波束上的标量信号为V_k中第k列的列向量。

所述步骤(3)的具体操作为：对标量信号z_nk中的波束间干扰、波束内干扰和噪声的总功率进行归一化，得到归一化的标量信号h_nk表示第k个用户在第n个波束上的等效归一化信道增益，q_nk表示归一化后的波束间干扰、波束内干扰和噪声之和。

所述步骤(4)，具体包括如下步骤：

(41)按照大小对所有用户的等效归一化信道增益h_nk进行升序排列，重新排序后，第k个用户在序列中的位置记为k^*；

(42)对第n个波束，按照重新排序顺序依次对所有用户归一化后的标量信号进行解码。

所述步骤(5)中，重新排序后，第k^*个用户在第n个波束上的信干噪比表示为：

${\mathrm{\γ}}_{{\mathrm{nk}}^{*}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{|h_{{\mathrm{nk}}^{*}}{|}^2{b}_{{\mathrm{nk}}^{*}}{p}_{{\mathrm{nk}}^{*}}}{1+|h_{{\mathrm{nk}}^{*}}{|}^2\underset{i=k^{*}+1}{\overset{K}{\Σ}}{b}_{ni}{p}_{ni}},k^{*}=1,...,K-1\\ |h_{{\mathrm{nk}}^{*}}{|}^2{b}_{{\mathrm{nk}}^{*}}{p}_{{\mathrm{nk}}^{*}},k^{*}=K\end{array}\right.$

其中：为第k^*个用户在第n个波束上的信干噪比。

有益效果：本发明提供的空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，以空域基础联合使用了空域滤波器和顺序干扰消除器；本发明提出的复合接收机设计方法充分利用空域图样分割多址接入技术的空域复用特性，可以对接收信号进行正确的检测，并具备较低的复杂度。

附图说明

图1为本发明的应用场景示意图(N＝2，K＝3)；

图2为本发明的实施流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种空域图样分割多址接入方法，包括如下步骤：

步骤一：对用户组的待传输符号进行功率配置，形成待传输信号

对于含K个用户的用户组的待传输符号向量通过功率配置矩阵处理，得到待传输信号功率配置矩阵P为对角矩阵，且[P]_kk＝p_k为配置给第k个用户的传输功率。

步骤二：对用户组的待传输信号进行多域复用，映射为叠加信号

(21)通过“最大化分集度”和“最小化多用户的重叠度”原则，设计多域复用矩阵[B]_nk＝b_nk∈{0，1}，b_nk＝1表示第n个波束被第k个用户复用，b_nk＝0表示第n个波束没有被第k个用户复用，N为***为空口提供的波束资源数量；

(22)对用户组的待传输信号x进行多域复用，映射为叠加信号t＝Bx，[s]_k＝s_k。

步骤三：对用户组的叠加信号进行波束赋形，并经空口发射

(31)挑选目标用户集合：从第n个波束覆盖的用户簇中挑选一个信道条件最差的目标用户，将该目标用户标记为n_sel；对所有N个波束依次进行此操作，构成目标用户集合；

(32)基于目标用户集合对应的信道信息构建复合信道矩阵为目标用户n_sel与基站端的信道矩阵，N_R为用户端配置的天线数，N_T为基站端配置的天线数；

(33)基站端依据迫零波束赋形准则，构造复合迫零波束赋形矩阵

(34)将复合迫零波束赋形矩阵表述成分块矩阵形式F_C＝[F₁，F₂，…，F_N]；

(35)计算第n个波束对应的迫零波束赋形向量空口对应的迫零波束赋形矩阵F＝[f₁，f₂，…，f_n，…，f_N]；为元素全为1的N_R维列向量；

(36)计算空口的发射信号向量x^*＝Ft，并在基站端经空口向用户组发送。

对应上述空域图样分割多址接入方法设计一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，包括以下步骤：

步骤一：对接收信号进行图样检测，确定接收信号为波束域与功率域联合复用的图样时，将接收信号输送到复合接收机。

步骤二：对接收信号进行量化，通过空域滤波器抑制波束间干扰，得到标量信号；具体包括如下步骤：

(21)确认第k个用户的接收信号向量将经过无线信道的接收信号向量表示为y_k＝G_kFt+w_k，为第k个用户与基站端之间的信道矩阵，为迫零波束赋形矩阵，F＝[f₁，f₂，…，f_n，…，f_N]，为对应第n个波束的波束赋形向量，为发射端的叠加信号，为发射端的多域复用矩阵，[B]_nk＝b_nk∈{0，1}，b_nk＝1表示第n个波束被第k个用户复用，b_nk＝0表示第n个波束没有被第k个用户复用，为功率配置矩阵，[P]_nk＝p_nk为第k个用户在第n个波束上的发射功率，为用户组的目标信号向量，[s]_k＝s_k为第i个用户的目标信号，符号。表示Hadamard乘积，w_k为第k个用户受到的加性高斯白噪声，满足 表示复高斯分布，为噪声方差，为元素全为1的N_R维列向量；K为用户组内的用户总数，N为用户组复用的总波束数，N_R为用户端配置的天线数，N_T为基站端配置的天线数；

(22)基于最小均方误差准则计算第k个用户的空域滤波器矩阵V_k；

(23)对第k个用户进行空域滤波处理，得到第k个用户在第n个波束上的标量信号为V_k中第k列的列向量。

步骤三：对标量信号进行归一化处理，使得多输入多输出信道降维至单输入单输出信道，具体操作为：对标量信号z_nk中的波束间干扰、波束内干扰和噪声的总功率进行归一化，得到归一化的标量信号h_nk表示第k个用户在第n个波束上的等效归一化信道增益，q_nk表示归一化后的波束间干扰、波束内干扰和噪声之和。

步骤四：对归一化后的标量信号，通过顺序干扰消除器去除波束内干扰，得到目标信号；具体包括如下步骤：

(41)按照大小对所有用户的等效归一化信道增益h_nk进行升序排列，重新排序后，第k个用户在序列中的位置记为k^*；

(42)对第n个波束，按照重新排序顺序依次对所有用户归一化后的标量信号进行解码。

步骤五：计算目标信号的信干噪比，重新排序后，第k^*个用户在第n个波束上的信干噪比表示为：

${\mathrm{\γ}}_{{\mathrm{nk}}^{*}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{|h_{{\mathrm{nk}}^{*}}{|}^2{b}_{{\mathrm{nk}}^{*}}{p}_{{\mathrm{nk}}^{*}}}{1+|h_{{\mathrm{nk}}^{*}}{|}^2\underset{i=k^{*}+1}{\overset{K}{\Σ}}{b}_{ni}{p}_{ni}},k^{*}=1,...,K-1\\ |h_{{\mathrm{nk}}^{*}}{|}^2{b}_{{\mathrm{nk}}^{*}}{p}_{{\mathrm{nk}}^{*}},k^{*}=K\end{array}\right.$

其中：为第k^*个用户在第n个波束上的信干噪比。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，其特征在于：包括以下步骤：

(1)对接收信号进行图样检测，确定接收信号为波束域与功率域联合复用的图样时，将接收信号输送到复合接收机；

(2)对接收信号进行量化，通过空域滤波器抑制波束间干扰，得到标量信号；

(3)对标量信号进行归一化处理，使得多输入多输出信道降维至单输入单输出信道；

(4)对归一化后的标量信号，通过顺序干扰消除器去除波束内干扰，得到目标信号；

(5)计算目标信号的信干噪比。

2.根据权利要求1所述的空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，其特征在于：所述步骤(2)，具体包括如下步骤：

(21)确认第k个用户的接收信号向量将经过无线信道的接收信号向量表示为y_k＝G_kFt+w_k，为第k个用户与基站端之间的信道矩阵，为迫零波束赋形矩阵，为发射端的叠加信号，为发射端的多域复用矩阵，[B]_nk＝b_nk∈{0，1}，b_nk＝1表示第n个波束被第k个用户复用，b_nk＝0表示第n个波束没有被第k个用户复用，为功率配置矩阵，[P]_nk＝p_nk为第k个用户在第n个波束上的发射功率，为用户组的目标信号向量，[s]_k＝s_k为第i个用户的目标信号，符号ο表示Hadamard乘积，w_k为第k个用户受到的加性高斯白噪声，满足 表示复高斯分布，为噪声方差，为元素全为1的N_R维列向量；K为用户组内的用户总数，N为用户组复用的总波束数，N_R为用户端配置的天线数，N_T为基站端配置的天线数；

(22)基于最小均方误差准则计算第k个用户的空域滤波器矩阵V_k；

(23)对第k个用户进行空域滤波处理，得到第k个用户在第n个波束上的标量信号为V_k中第k列的列向量。

3.根据权利要求2所述的空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，其特征在于：所述步骤(3)的具体操作为：对标量信号z_nk中的波束间干扰、波束内干扰和噪声的总功率进行归一化，得到归一化的标量信号h_nk表示第k个用户在第n个波束上的等效归一化信道增益，q_nk表示归一化后的波束间干扰、波束内干扰和噪声之和。

4.根据权利要求3所述的空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，其特征在于：所述步骤(4)，具体包括如下步骤：

(41)按照大小对所有用户的等效归一化信道增益h_nk进行升序排列，重新排序后，第k个用户在序列中的位置记为k^*；

(42)对第n个波束，按照重新排序顺序依次对所有用户归一化后的标量信号进行解码。

5.根据权利要求4所述的空域图样分割多址接入技术的接收机设计方法，其特征在于：所述步骤(5)中，重新排序后，第k^*个用户在第n个波束上的信干噪比表示为：

${\mathrm{\γ}}_{{\mathrm{nk}}^{*}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{{\left|h_{{\mathrm{nk}}^{*}}\right|}^2{b}_{{\mathrm{nk}}^{*}}{p}_{{\mathrm{nk}}^{*}}}{1+{\left|h_{{\mathrm{nk}}^{*}}\right|}^2\underset{i=k^{*}+1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{\mathrm{ni}}{p}_{\mathrm{ni}}},k^{*}=1,...,K-1\\ {\left|k_{{\mathrm{nk}}^{*}}\right|}^2{b}_{{\mathrm{nk}}^{*}}{p}_{{\mathrm{nk}}^{*}},k^{*}=K\end{array}\right.$

其中：为第k^*个用户在第n个波束上的信干噪比。