CN105763121A - 面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，步骤包括：闭环获取同步电主轴的d轴电流预期指令值和q轴电流预期指令值，并获取三相静止坐标系中各相电压预期指令值；将三相静止坐标系中各相电压预期指令值与各相电压实际值的误差信号作为各相功率开关IGBT的控制信号对PWM Inverter驱动器的各相的实际输出电流进行矢量控制，且不断增大q轴电流预期指令值并降低d轴电流预期指令值，使得电机内功率因数角β不断减小。本发明具有电机力矩特性好，磨削效率高，电机力矩速度动态响应快，控制鲁棒性好，磨削质量和磨削精度高，电机电流小，可有效防止控制器饱和及电机同步失速与失控，高效节能的优点。

Description

面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法

技术领域

本发明涉及超高速磨削加工技术，具体涉及一种面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法。

背景技术

超高速磨削是先进制造领域极富挑战性的一项高效精密加工技术，是世界装备制造业和产业化竞争的焦点和前沿，在现代化军事国防的高端战略装备，如舰艇发动机非圆轮廓核心零件的高效磨削加工中具有广泛用途。

变负载超高速磨削是一种加工常态，如非圆轮廓零件磨削过程中，磨削载荷随工件转角不断发生变化。为保证磨削工件的轮廓精度和表面质量，通常要降低工件旋转速度或进给速度，导致磨削效率明显降低。要实现高效高质高精加工，客观上要求磨床电主轴***具有高的加加速特性。永磁同步电主轴由于具有转子原理上不发热、效率高、功率密度大、力矩特性硬、控制精度高等相比于异步电主轴的显著优势，代表了未来电主轴的发展趋势，但其加加速特性在国内外均未得到有效解决。

采用现有的最大转矩电流比MTPA(MaximumTorqueperAmpere，MTPA)或i_d＝0控制方法存在的问题：(1)恒功率扩速困难。当电机额定转速低于工作转速时，采用MTPA控制进行恒功率调速，由于i_d＝0，电枢不产生抵消永磁磁链的负向磁场，气隙磁通恒定，反电动势正比于转速，极易造成反电动势过大，超过驱动器所能承受的电压限值，从而导致驱动器自动报警跳闸，转速难以达到超高速磨削所需要的工作转速。(2)无磁阻转矩，出力受限。由于i_d＝0，电机电磁转矩只由永磁磁链产生而无磁阻转矩项，导致输出转矩能力受到制约，抗变负载超高速磨削较困难。而且，电机额定点设在工作点，不需进行恒定功率控制调速，只需进行MTPA或恒转矩控制调速，转速则可升至超高速磨削所需要的工作转速，但由于电机额定转速大大提高，在额定功率相同情况下，体积将大幅下降，电机空间受限，轴系刚性难以保证，必然影响磨削精度。

采用现有的弱磁控制存在的问题：(1)电机力矩特性下降，出力受限。高速弱磁作用导致电机力矩特性下降。一方面高速旋转状态下电机机械电磁损耗发热消耗部分功率；另一方面弱磁作用使得永磁磁链产生的电磁转矩被逐渐削弱。由于电机力矩特性下降，出力受限，难以适应变负载超高速磨削工况需求。(2)电机力矩动态响应慢。由于电机力矩特性硬，再加上电机参数变化和***参数的耦合作用，导致力矩动态响应慢，跟踪能力欠缺，势必影响力矩速度的稳定性。(3)电机电流大，易造成控制器饱和与电机同步失速。鉴于上述原因，采用弱磁控制，存在磨削效率、磨削质量和磨削精度也难以同时兼顾的局限性。

发明内容

本发明要解决的技术问题：针对现有技术的上述问题，提供一种电机力矩特性好，磨削效率高，电机力矩速度动态响应快，控制鲁棒性好，磨削质量和磨削精度高，电机电流小，可有效防止控制器饱和及电机同步失速与失控，高效节能的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：

一种面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，步骤包括：

1)闭环获取同步电主轴的d轴电流预期指令值和q轴电流预期指令值

2)将d轴电流实际值i_d与d轴电流预期指令值比较得到的误差作为PI控制器的输入信号，经比例积分控制得到d轴电压指令值将q轴电流实际值i_q与q轴电流预期指令值比较得到的误差作为PI控制器的输入信号，经比例积分控制得到q轴电压指令值

3)根据d轴电压指令值q轴电压指令值及测得的同步电主轴的实际转子位置θ，通过d,q两相旋转坐标系到u,v,w三相静止坐标系变换，得到三相静止坐标系中u相电压预期指令值v相电压预期指令值和w相电压预期指令值

4)将三相静止坐标系中u相电压预期指令值u相电压实际值v_u的误差信号作为u相功率开关IGBT的控制信号、将物理坐标系v相电压预期指令值v相电压实际值v_v的误差信号作为v相功率开关IGBT的控制信号、将物理坐标系w相电压预期指令值w相电压实际值v_w的误差信号作为w相功率开关IGBT的控制信号，对PWMInverter驱动器的u相、v相、w相的实际输出电流i_w、i_v和i_w进行矢量控制，且在进行矢量控制过程中，不断增大q轴电流预期指令值并降低d轴电流预期指令值使得电机内功率因数角β不断减小。

优选地，所述步骤1)的详细步骤包括：

1.1)将同步电主轴的预期速度指令值ω^*、实际速度ω的误差作为PI控制器的输入信号，通过PI控制器进行PI补偿控制得到q轴电流参考值i_q-ref.；

1.2)将所述q轴电流参考值i_q-ref.通过电流限幅器得到q轴电流预期指令值

1.3)根据所述q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω通过参数辨识控制器对电流变化敏感的q轴电感L_q进行在线识别，得到永磁同步电机的q轴电感L_q；

1.4)根据q轴电流预期指令值的指令值、测得的实际速度ω和识别永磁同步电机的q轴电感L_q计算得到同步电主轴的d轴电流预期指令值

1.5)根据测得的同步电主轴的实际电流i_u,i_v和i_w和转子位置信号θ，通过u,v,w三相静止坐标系到d,q两相旋转坐标系变换，得到d轴电流实际值i_d和q轴电流实际值i_q；

优选地，所述步骤4)中不断增大q轴电流预期指令值具体是指不断增大q轴电流参考值i_q-ref.。

优选地，所述步骤1.3)的详细步骤包括：

1.3.1)预先通过实验测得同步电主轴在不同工况下q轴磁化曲线，所述q轴磁化曲线中包含不同q轴电流预期指令值和实际速度ω对应的q轴电感L_q数据取值表，将所述不同q轴电流预期指令值和实际速度ω对应的q轴电感L_q数据取值表嵌入参数辨识控制器；

1.3.2)将所述q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω输入参数辨识控制器，通过所述参数辨识控制器采用二元查表或插值法进行在线识别，得到所述q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω对应的q轴电感L_q。

优选地，所述步骤1.4)中计算d轴电流预期指令值采用的函数表达式如式(8)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=\frac{-B(\mathrm{\ω},i_q)\±\sqrt{B{(\mathrm{\ω},i_q)}^2-A\left(\mathrm{\ω}\right)C(\mathrm{\ω},i_q)}}{A\left(\mathrm{\ω}\right)}\\ A\left(\mathrm{\ω}\right)=R_1^2+{\left({\mathrm{\ωL}}_d\right)}^2\\ B(\mathrm{\ω},i_q)=\mathrm{\ω}\{{\mathrm{\ω\ψ}}_f{L}_d-R_1(L_q-L_d\left)i_q\right\}\\ C(\mathrm{\ω},i_q)={\left(R_1{i}_q\right)}^2+{\left({\mathrm{\ωL}}_q{i}_q\right)}^2+{\left({\mathrm{\ω\ψ}}_f\right)}^2+2{\mathrm{\ω\ψ}}_f{R}_1{i}_q-U_{1max}\end{array}\right.---\left(8\right)$

式(8)中，为d轴电流预期指令值；A(ω)为推导方便而引入的符号，其量纲为电阻的平方；ω为实际速度；i_q为q轴电流实际值；R₁为定子绕组相电阻；L_d为d轴电感；B(ω,i_q)为推导方便而引入的符号，其量纲为电压乘以电阻；ψ_f为永磁磁链；L_q为q轴电感；C(ω,i_q)为推导方便而引入的符号，其量纲为电压的平方；U_1max为驱动器所能提供的电压限值。

优选地，所述步骤1.5)中u,v,w三相静止坐标系到d,q两相旋转坐标系变换的函数表达式如式(9)所示：

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=C_{3\mathrm{\φ}-2\mathrm{\φ}}\left(\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right)---\left(9\right)$

式(9)中，i_u为输入的u相电流实际值；i_v为输入的v相电流实际值；i_w为输入的w相电流实际值；i_d为转换得到的d轴电流实际值；i_q为转换得到的q轴电流实际值；C_3φ-2φ为三相坐标系转换到两相旋转坐标系的变换矩阵，其函数表达式如式(10)所示：

$C_{3\mathrm{\φ}-2\mathrm{\φ}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\θ}& cos(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& cos(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -sin\mathrm{\θ}& -sin(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -sin(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)---\left(10\right)$

式(10)中，θ为转子位置。

优选地，所述步骤3)中d,q两相旋转到u,v,w三相静止坐标系变换的函数表达式如式(11)所示：

$\left(\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right)=C_{2\mathrm{\φ}-3\mathrm{\φ}}\left(\begin{array}{c}{v}_d^{*}\\ v_q^{*}\\ 0\end{array}\right)---\left(11\right)$

式(11)中，为输入的d轴电压指令值；为输入的q轴电压指令值；为转换得到的u相电压预期指令值；为转换得到的v相电压预期指令值；为转换得到的w相电压预期指令值；C_2φ-3φ为两相旋转坐标系到三相坐标系的变换矩阵，其函数表达式如式(12)所示：

$C_{2\mathrm{\φ}-3\mathrm{\φ}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \cos \left(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\sin \left(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \cos \left(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\sin \left(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& \frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)---\left(12\right)$

式(12)中，θ为转子位置。

本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法具有下述优势：

1、电机力矩特性好，磨削效率高。通过矢量控制使电机内功率因数角β减小，即减小定子电流在负d轴上的投影分量或负向d轴电流增大q轴电流从而使在弱磁调速控制过程中抵消的部分永磁磁链，得以可逆恢复，实现气隙合成磁场增强，即强磁，充分利用永磁转矩，可有效提升电机转矩输出能力，完全能够适应变负载超高速磨削工况，磨削时不需降低工件旋转速度或进给速度或进给量，磨削效率高。

2、电机力矩速度动态响应快，控制鲁棒性好，磨削质量和磨削精度高。通过参数在线辨识控制可实现力矩速度跟踪特性的精确控制，有效提高电机力矩速度动态响应能力，确保力矩速度的稳定性，避免工件磨削表面出现微细波纹、凹坑等缺陷，因此具有磨削质量和磨削精度高的优点。

3、电机电流小，可有效防止控制器饱和及电机同步失速与失控，高效节能。电机电流小可有效防止控制器饱和及电机同步失速与失控，同时电机定子损耗发热低，有利于高效节能。

附图说明

图1为同步电主轴加加速调速控制原理示意图。

图2为应用本发明实施例方法的加加速调速控制***的结构示意图。

图3为本发明实施例方法的基本流程示意图。

具体实施方式

下文将以对面向变负载超高速磨削的同步电主轴调速在传统恒磁(MTPA)控制方法+“弱磁”控制方法的基础上增加本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制(“强磁”控制方法)为例，对本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法进行进一步的详细说明。

永磁同步电主轴加加速“强磁”控制实际上是弱磁控制的逆向控制过程。要阐明“强磁”控制原理，首先要弄清楚“弱磁”控制原理，其原理均可参见图1，其中，为永磁气隙基波磁场所产生的每相空载反电动势有效值；为气隙合成基波磁场所产生的电动势(气隙合成电动势)；为气隙合成基波磁场d轴分量所产生的电动势(d轴内电动势)；为外施电压有效值；为定子相电流有效值；R₁为定子绕组相电阻；X_ad和X_aq分别表示d轴电枢电抗和q轴电枢电抗；X₁为定子漏电抗；和分别表示d轴电枢电流和q轴电枢电流；β为与之间的夹角(内功率因数角)；θ₁为超前的角度(功率角或转矩角)；为超前的角度(功率因数角)；为永磁体所产生的等效励磁电流的有效值；为永磁体所产生的磁链的有效值；ω为转速(电角速度)。内功率因数角β的控制范围的推导过程如下：假设永磁同步电主轴基速或额定速度(电角速度)为ω_b，相应空载反电动势为E_b(设计值)，工作速度(电角速度)为ω_w，驱动器所能承受的最大电压为E_max，驱动器所能提供的电流限值为I_max。内功率因数角β应满足式(1)～(4)所示函数关系式：

E_b<E＝(Ψ_f+L_dI_d)ω_w≤E_max(1)

式(1)中，E_b为基速或额定速度对应的空载相反电动势；E为工作速度对应的相反电动势；Ψ_f为永磁磁链；L_d为d轴电感；I_d为d轴电流实际值；ω_w为工作速度；E_max为驱动器所能承受的最大电压。

${\mathrm{\&Psi;}}_f=\frac{E_b}{{\mathrm{\&omega;}}_b}---\left(2\right)$

式(2)中，Ψ_f为永磁磁链；E_b为额定速度对应的空载相反电动势；ω_b为永磁同步电主轴基速或额定速度。

$\left\{\begin{array}{c}{I}_d=-I_1\sin \mathrm{\&beta;}\\ I_q=I_1\cos \mathrm{\&beta;}\end{array}\right.---\left(3\right)$

式(3)中，I_d为d轴电流实际值；I_q为q轴电流实际值；I₁为电机定子电流；β为内功率因数角。

$I_1=\sqrt{I_d^2+I_q^2}\&le;I_{1max}---\left(4\right)$

式(4)中，I₁为电机定子电流；I_d为d轴电流实际值；I_q为q轴电流实际值；I_max为驱动器所能提供的电流限值。

联立式(1)～(4)，即可得到内功率因数角β的控制范围如式(5)所示：

$\left\{\begin{array}{c}\arcsin \left(\frac{E_b{\mathrm{\&omega;}}_w-E_{\max }{\mathrm{\&omega;}}_b}{{\mathrm{\&omega;}}_b{\mathrm{\&omega;}}_w{L}_d{I}_1}\right)\&le;\mathrm{\&beta;}<\arcsin \left(\frac{E_b\left({\mathrm{\&omega;}}_w-{\mathrm{\&omega;}}_b\right)}{{\mathrm{\&omega;}}_b{\mathrm{\&omega;}}_w{L}_d{I}_1}\right)\\ I_1\&le;I_{\max }\end{array}\right.---\left(5\right)$

式(5)中，E_b为额定速度对应的空载相反电动势；ω_w为工作速度；E_max为驱动器所能承受的最大电压；ω_b为永磁同步电主轴基速或额定速度；L_d为d轴电感；I₁为电机定子电流。

参见图1，“弱磁”控制的方法是通过矢量控制使电机内功率因数角β(定子电流与反电动势之间的夹角)增大，即增大定子电流在负d轴上的投影分量或负向d轴电流以部分抵消永磁体产生的磁链实现恒定功率弱磁扩速，但定子电流和定子电压受驱动器所能提供的限值制约。

相对“弱磁”控制，“强磁”控制方法的原理恰恰相反，参见图1，“强磁”控制方法是通过矢量控制使电机内功率因数角β减小，即减小定子电流在负d轴上的投影分量或负向d轴电流增大q轴电流从而使在弱磁调速控制过程中抵消的部分永磁磁链，得以可逆恢复，实现气隙合成磁场增强，即强磁，永磁同步电机电磁转矩方程如式(6)所示：

T_em＝p[L_mdi_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q](6)

式(6)中，T_em为永磁同步电机的电磁转矩，p为磁极对数；L_md为定转子间d轴互电感；i_f为永磁体的等效励磁电流；i_d和i_q分别表示定子绕组的d轴和q轴电流；L_d和L_q分别表示定子绕组的d轴和q轴电感。等式右边方括号内第一项L_mdi_fi_q表示永磁转矩，第二项(L_d-L_q)i_di_q表示磁阻转矩，因磁路结构不对称而产生。

基于式(3)可以得出内功率因数角β的表达式如式(7)所示：

$\mathrm{\&beta;}=arctan\left(\frac{I_d}{I_q}\right)---\left(7\right)$

式(7)中，β为内功率因数角，I_d为d轴电流实际值，I_q为q轴电流实际值。从上式(7)可直观看出，通过控制增大d轴电流实际值I_q或降低q轴电流实际值I_d，使得d轴电流实际值I_d与q轴电流实际值I_q之间的比值变小，即使得内功率因数角β变小，即可达到内功率因数角β“强磁”控制的目的。结合式(6)所示的永磁同步电机电磁转矩方程可知，“强磁”控制充分利用永磁转矩，能够有效提高力矩动态补偿能力，“强磁”控制除定子电流和定子电压不允许超过驱动器所能提供的限值外，内功率因数角β应控制在合理范围内如式(5)所示，以防止反电动势过大，超过驱动器所能承受的最大电压，导致驱动器自动报警跳闸。

参见图2，应用本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法以PWMInverter驱动器的电源开关S作为总开关，以开关S₁切换使用MTPA控制方法的控制MTPA控制模式，以开关S₂切换使用“弱磁”控制方法的弱磁控制模式，以开关S₃切换使用“强磁”控制方法的本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，且开关S₁～开关S₃三者为择一开启，同一时间只能开启中一个以应用一种控制方法。

一、电机参数设置。

闭合PWMInverter驱动器的电源开关S(参见图2)，启动PWMInverter驱动器。根据永磁同步电主轴电机铭牌数据和参数设计值，在PWMInverter驱动器的控制面板上采用设置键分别对电机额定功率、额定电压、额定电流、额定转速、极数、定子电阻、电抗等参数进行设定。驱动器输出电压频率特性曲线的基频和最大电压须与永磁同步电主轴电机的额定频率和额定电压分别保持相同。

二、电机参数识别。

在驱动器控制面板上，采用设置键选中电机参数动态识别功能选项，然后按Run键，电机将进行自旋转。根据编码器测得或无速度传感器功能模块自动识别的转子位置信号，对电机定子电阻、电抗和磁极位置进行动态辨识，并对它们的初始设定值进行自动修正更改。理想状态下已找正的永磁磁极位置与电枢磁场垂直。

三、电机调速控制。

本实施例中，具体是指负载转矩T_L是否为零来控制本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法的投入状态。

当负载转矩T_L为0时(T_L＝0)，电机调速控制采用恒磁和“弱磁”调速控制。启动冷却等辅助***，然后启动电主轴，根据速度的实际反馈值ω(ω<ω_b,ω_b为基速或额定速度)，驱动器将发出控制指令，使开关S₁自动闭合，电机进入最大转矩电流比MTPA(MaximumTorqueperAmpere，MTPA)或i_d＝0或恒磁控制模式(图2)。由于i_d＝0，电枢不产生抵消永磁磁链的磁场，电机磁通恒定，电压与速度成正比。在MTPA控制模式下，调节驱动器供电频率使电机速度逐渐升至额定转速，此时电压达到最大值(驱动器所能提供的电压限值)。当电机速度ω超过额定速度ω_b时，驱动器发出控制指令，使开关S₁自动断开，S₂自动闭合，电机进入弱磁控制模式，该方法是采用矢量控制使电机负向d轴电流i_d增大，即电枢产生的负向磁场部分抵消永磁磁链，使气隙合成磁场被逐步削弱，充分利用磁阻转矩，进行恒定功率弱磁扩速，但弱磁扩速性能受驱动器所能提供的电压和电流限值制约。在弱磁控制模式下，通过调节驱动器供电频率使电机转速逐渐升至工作转速ω_w，并以工作转速ω_w保持空运转状态。

当负载转矩T_L非0时(T_L≠0)，电机调速控制采用本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，根据电流(i_u,i_v和i_w)和速度ω的实际反馈值，PWMInverter驱动器发出控制指令使开关S₂自动断开，开关S₃自动闭合，电机进入加加速“强磁”控制模式。如图3所示，本实施例面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法的步骤包括：

1)闭环获取同步电主轴的d轴电流预期指令值和q轴电流预期指令值

2)将d轴电流实际值i_d与d轴电流预期指令值比较得到的误差作为PI控制器的输入信号，经比例积分控制得到d轴电压指令值将q轴电流实际值i_q与q轴电流预期指令值比较得到的误差作为PI控制器的输入信号，经比例积分控制得到q轴电压指令值

3)根据d轴电压指令值q轴电压指令值及测得的同步电主轴的实际转子位置θ，通过d,q两相旋转坐标系到u,v,w三相静止坐标系变换，得到三相静止坐标系中u相电压预期指令值v相电压预期指令值和w相电压预期指令值

4)将三相静止坐标系中u相电压预期指令值u相电压实际值v_u的误差信号作为u相功率开关IGBT的控制信号、将物理坐标系v相电压预期指令值v相电压实际值v_v的误差信号作为v相功率开关IGBT的控制信号、将物理坐标系w相电压预期指令值w相电压实际值v_w的误差信号作为w相功率开关IGBT的控制信号，对PWMInverter驱动器的u相、v相、w相的实际输出电流i_u、i_v和i_w进行矢量控制，且在进行矢量控制过程中，不断增大q轴电流预期指令值并降低d轴电流预期指令值使电机内功率因数角β不断减小。

本实施例中，步骤1)的详细步骤包括：

1.1)将同步电主轴的预期速度指令值实际速度ω的误差作为PI控制器的输入信号，通过PI控制器进行PI补偿控制得到q轴电流参考值i_q-ref.；

1.2)将q轴电流参考值i_q-ref.通过电流限幅器得到q轴电流预期指令值

1.3)根据q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω，通过参数辨识控制器对电流变化敏感的q轴电感L_q进行在线识别，得到永磁同步电机的q轴电感L_q；

1.4)根据q轴电流预期指令值测得的实际速度ω和识别永磁同步电机的q轴电感L_q计算得到同步电主轴的d轴电流预期指令值

1.5)根据测得的同步电主轴的实际电流i_u,i_v和i_w和转子位置信号θ，通过u,v,w三相静止坐标系到d,q两相旋转坐标系变换，得到d轴电流实际值i_d和q轴电流实际值i_q；

3.根据权利要求2的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为，步骤4)中不断增大q轴电流预期指令值具体是指不断增大q轴电流参考值i_q-ref.。

本实施例中，步骤1.3)的详细步骤包括：

1.3.1)预先通过实验测得同步电主轴在不同工况下q轴磁化曲线，q轴磁化曲线中包含不同q轴电流预期指令值和实际速度ω对应的q轴电感L_q数据取值表，将不同q轴电流预期指令值和实际速度ω对应的q轴电感L_q数据取值表嵌入参数辨识控制器；

1.3.2)将q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω输入参数辨识控制器，通过参数辨识控制器采用二元查表或插值法进行在线识别，得到q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω对应的q轴电感L_q。

本实施例中，步骤1.4)中计算d轴电流预期指令值采用的函数表达式如式(8)所示：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d^{*}=\frac{-B(\mathrm{\&omega;},i_q)\&PlusMinus;\sqrt{B{(\mathrm{\&omega;},i_q)}^2-A\left(\mathrm{\&omega;}\right)C(\mathrm{\&omega;},i_q)}}{A\left(\mathrm{\&omega;}\right)}\\ A\left(\mathrm{\&omega;}\right)=R_1^2+{\left({\mathrm{\&omega;L}}_d\right)}^2\\ B(\mathrm{\&omega;},i_q)=\mathrm{\&omega;}\{{\mathrm{\&omega;\&psi;}}_f{L}_d-R_1(L_q-L_d\left)i_q\right\}\\ C(\mathrm{\&omega;},i_q)={\left(R_1{i}_q\right)}^2+{\left({\mathrm{\&omega;L}}_q{i}_q\right)}^2+{\left({\mathrm{\&omega;\&psi;}}_f\right)}^2+2{\mathrm{\&omega;\&psi;}}_f{R}_1{i}_q-U_{1max}\end{array}\right.---\left(8\right)$

式(8)中，为d轴电流预期指令值；A(ω)为推导方便而引入的符号，其量纲为电阻的平方；ω为实际速度；i_q为q轴电流实际值；R₁为定子绕组相电阻；L_d为d轴电感；B(ω,i_q)为推导方便而引入的符号，其量纲为电压乘以电阻；ψ_f为永磁磁链；L_q为q轴电感；C(ω,i_q)为推导方便而引入的符号，其量纲为电压的平方；U_1max为驱动器所能提供的电压限值。

优选地，所述步骤1.5)中u,v,w三相静止坐标系到d,q两相旋转坐标系变换的函数表达式如式(9)所示：

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=C_{3\mathrm{\&phi;}-2\mathrm{\&phi;}}\left(\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right)---\left(9\right)$

式(9)中，i_u为输入的u相电流实际值；i_v为输入的v相电流实际值；i_w为输入的w相电流实际值；i_d为转换得到的d轴电流实际值；i_q为转换得到的q轴电流实际值；C_3φ-2φ为三相坐标系转换到两相旋转坐标系的变换矩阵，其函数表达式如式(10)所示：

$C_{3\mathrm{\&phi;}-2\mathrm{\&phi;}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\&theta;}& cos(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& cos(\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ -sin\mathrm{\&theta;}& -sin(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& -sin(\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)---\left(10\right)$

式(10)中，θ为转子位置。

优选地，所述步骤3)中d,q两相旋转到u,v,w三相静止坐标系变换的函数表达式如式(11)所示：

$\left(\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right)=C_{2\mathrm{\&phi;}-3\mathrm{\&phi;}}\left(\begin{array}{c}{v}_d^{*}\\ v_q^{*}\\ 0\end{array}\right)---\left(11\right)$

式(11)中，为输入的d轴电压指令值；为输入的q轴电压指令值；为转换得到的u相电压预期指令值；为转换得到的v相电压预期指令值；为转换得到的w相电压预期指令值；C_2φ-3φ为两相旋转坐标系到三相坐标系的变换矩阵，其函数表达式如式(12)所示：

$C_{2\mathrm{\&phi;}-3\mathrm{\&phi;}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& -\sin \mathrm{\&theta;}& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \cos \left(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& -\sin \left(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& \frac{1}{\sqrt{2}}\\ \cos \left(\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& -\sin \left(\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}\right)& \frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right)---\left(12\right)$

式(12)中，θ为转子位置。

如果变负载超高速磨削加工结束，PWMInverter驱动器将根据电流和速度的实际反馈值，发出控制指令，使开关S3自动断开，开关S2自动闭合，电机由“强磁”自动切换至弱磁控制模式，否则处于“强磁”控制状态，直到加工任务完成。

永磁同步电主轴现有的恒磁和弱磁调速控制是提高主轴转速，达到超高速磨削所需要的工作转速的必要手段。本发明面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法是专门针对变负载超高磨削加工而发明的一种新的“强磁”控制方法，“强磁”和“弱磁”及“恒磁”控制模式，通过驱动器控制可实现自动相互切换。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为实施步骤包括：

1)闭环获取同步电主轴的d轴电流预期指令值和q轴电流预期指令值

2)将d轴电流实际值i_d与d轴电流预期指令值比较得到的误差作为PI控制器的输入信号，经比例积分控制得到d轴电压指令值将q轴电流实际值i_q与q轴电流预期指令值比较得到的误差作为PI控制器的输入信号，经比例积分控制得到q轴电压指令值

3)根据d轴电压指令值q轴电压指令值及测得的同步电主轴的实际转子位置θ，通过d,q两相旋转坐标系到u,v,w三相静止坐标系变换，得到三相静止坐标系中u相电压预期指令值v相电压预期指令值和w相电压预期指令值

4)将三相静止坐标系中u相电压预期指令值u相电压实际值v_u的误差信号作为u相功率开关IGBT的控制信号、将物理坐标系v相电压预期指令值v相电压实际值v_v的误差信号作为v相功率开关IGBT的控制信号、将物理坐标系w相电压预期指令值w相电压实际值v_w的误差信号作为w相功率开关IGBT的控制信号，对PWMInverter驱动器的u相、v相、w相的实际输出电流i_u、i_v和i_w进行矢量控制，且在进行矢量控制过程中，不断增大q轴电流预期指令值并降低d轴电流预期指令值使得电机内功率因数角β不断减小。

2.根据权利要求1所述的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为所述步骤1)的详细步骤包括：

1.1)将同步电主轴的预期速度指令值ω^*、实际速度ω的误差作为PI控制器的输入信号，通过PI控制器进行PI补偿控制得到q轴电流参考值i_q-ref.；

1.2)将所述q轴电流参考值i_q-ref.通过电流限幅器得到q轴电流预期指令值

1.3)根据所述q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω通过参数辨识控制器对电流变化敏感的q轴电感L_q进行在线识别，得到永磁同步电机的q轴电感L_q；

1.4)根据q轴电流预期指令值测得的实际速度ω和识别永磁同步电机的q轴电感L_q计算得到同步电主轴的d轴电流预期指令值

1.5)根据测得的同步电主轴的实际电流i_u,i_v和i_w和转子位置信号θ，通过u,v,w三相静止坐标系到d,q两相旋转坐标系变换，得到d轴电流实际值i_d和q轴电流实际值i_q。

3.根据权利要求2所述的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为，所述步骤4)中不断增大q轴电流预期指令值具体是指不断增大q轴电流参考值i_q-ref.。

4.根据权利要求3所述的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为，所述步骤1.3)的详细步骤包括：

1.3.1)预先通过实验测得同步电主轴在不同工况下q轴磁化曲线，所述q轴磁化曲线中包含不同q轴电流预期指令值和实际速度ω对应的q轴电感L_q数据取值表，将所述不同q轴电流预期指令值和实际速度ω对应的q轴电感L_q数据取值表嵌入参数辨识控制器；

1.3.2)将所述q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω输入参数辨识控制器，通过所述参数辨识控制器采用二元查表或插值法进行在线识别，得到所述q轴电流预期指令值和测得的实际速度ω对应的q轴电感L_q。

5.根据权利要求4所述的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为，所述步骤1.4)中计算d轴电流预期指令值采用的函数表达式如式(8)所示：

式(8)中，为d轴电流预期指令值；A(ω)为推导方便而引入的符号，其量纲为电阻的平方；ω为实际速度；i_q为q轴电流实际值；R₁为定子绕组相电阻；L_d为d轴电感；B(ω,i_q)为推导方便而引入的符号，其量纲为电压乘以电阻；ψ_f为永磁磁链；L_q为q轴电感；C(ω,i_q)为推导方便而引入的符号，其量纲为电压的平方；U_1max为驱动器所能提供的电压限值。

6.根据权利要求5所述的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为，所述步骤1.5)中u,v,w三相静止坐标系到d,q两相旋转坐标系变换的函数表达式如式(9)所示：

式(9)中，i_u为输入的u相电流实际值；i_v为输入的v相电流实际值；i_w为输入的w相电流实际值；i_d为转换得到的d轴电流实际值；i_q为转换得到的q轴电流实际值；C_3φ-2φ为三相坐标系转换到两相旋转坐标系的变换矩阵，其函数表达式如式(10)所示：

式(10)中，θ为转子位置。

7.根据权利要求1～6中任意一项所述的面向变负载超高速磨削的同步电主轴加加速强磁控制方法，其特征为，所述步骤3)中d,q两相旋转到u,v,w三相静止坐标系变换的函数表达式如式(11)所示：

式(11)中，为输入的d轴电压指令值；为输入的q轴电压指令值；为转换得到的u相电压预期指令值；为转换得到的v相电压预期指令值；为转换得到的w相电压预期指令值；C_2φ-3φ为两相旋转坐标系到三相坐标系的变换矩阵，其函数表达式如式(12)所示：

式(12)中，θ为转子位置。