CN105743466B - 一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器 - Google Patents

一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器，其包括PMOS管P0，PMOS管P1，PMOS管P2，PMOS管P3，PMOS管P4，NMOS管N0，NMOS管N1，NMOS管N2，NMOS管N3，NMOS管N4，NMOS管N5，NMOS管N6，NMOS管N7，NMOS管N8，NMOS管N9，NMOS管N10，NMOS管N11，NMOS管N12，NMOS管N13，第一运算放大器，第二运算放大器，比较器，电阻R0，电阻R1，开关K0，开关K1，开关K2，开关K3和无线充电控制芯片，其中开关K0、K1、K2、K3通过无线充电控制芯片的逻辑控制模块控制闭合或断开。

Description

一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，具体涉及一种磁滞比较器。
背景技术
现有的磁滞比较器，一般采用反馈信号短路电阻、电流正负反馈等方式实现磁滞功能，但是环境温度变化或工艺失调，容易引起磁滞电压漂移，不适用于精确磁滞比较。
发明内容
因此，针对上述的问题，本发明提出一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器，对现有的磁滞比较器进行改进，采用温度补偿、工艺失调补偿及可调磁滞电压技术，使磁滞比较器的比较阈值实现可量化调整，同时不受温度、工艺失调影响，使其实现精确磁滞比较。
为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是，一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器，包括PMOS管P0，PMOS管P1，PMOS管P2，PMOS管P3，PMOS管P4，NMOS管N0，NMOS管N1，NMOS管N2，NMOS管N3，NMOS管N4，NMOS管N5，NMOS管N6，NMOS管N7，NMOS管N8，NMOS管N9，NMOS管N10，NMOS管N11，NMOS管N12，NMOS管N13，第一运算放大器，第二运算放大器，比较器，电阻R0，电阻R1，开关K0，开关K1，开关K2，开关K3和无线充电控制芯片，其中开关K0、K1、K2、K3通过无线充电控制芯片的逻辑控制模块控制闭合或断开，其连接关系如下：第一运算放大器的正输入端连接电源Vref，负输入端与NMOS管N0的源极、电阻R0的第一输入端连接，输出端连接NMOS管N0的栅极；电阻R0的第二输入端接地，NMOS管N0的漏极连接PMOS管P0的栅极和漏极，PMOS管P0的源极、PMOS管P1的源极、PMOS管P2的源极、PMOS管P3的源极、以及PMOS管P4的源极均连接至电源Vdd；PMOS管P1的栅极和PMOS管P0的栅极连接，PMOS管P1的漏极连接NMOS管N1的栅极和漏极，NMOS管N1的源极连接NMOS管N2的栅极和漏极，NMOS管N2的源极接地；NMOS管N3的栅极连接NMOS管N1的栅极、NMOS管N5的栅极、NMOS管N7的栅极和NMOS管N9的栅极，NMOS管N3的源极连接NMOS管N4的漏极，NMOS管N3的漏极连接NMOS管N5的漏极、NMOS管N7的漏极、NMOS管N9的漏极、PMOS管P2的漏极和栅极、PMOS管P3的栅极和PMOS管P4的栅极，NMOS管N4的栅极连接NMOS管N2的栅极、NMOS管N6的栅极、NMOS管N8的栅极和NMOS管N10的栅极，NMOS管N4的源极、NMOS管N6的源极、NMOS管N8的源极和NMOS管N10的源极接地，NMOS管N6的漏极连接NMOS管N5的源极，NMOS管N8的漏极连接NMOS管N7的源极，NMOS管N10的漏极连接NMOS管N9的源极；PMOS管P3的漏极连接NMOS管N11的漏极和栅极、NMOS管N13的栅极；NMOS管N11的源极和NMOS管N13的源极接地，NMOS管N13的漏极连接NMOS管N12的源极，NMOS管N12的漏极连接PMOS管P5的漏极、电阻R1的第一输入端和比较器的负输入端，NMOS管N12的栅极连接PMOS管P5的栅极，PMOS管P5的源极连接PMOS管P4的漏极；电阻R1的第二输入端连接第二运算放大器的负输入端和输出端，第二运算放大器的正输入端连接电源Vref；比较器的输出端接于PMOS管P5的栅极；开关K0接于电源Vdd和NMOS管N3的源极之间，开关K1接于电源Vdd和NMOS管N5的源极之间，开关K2接于电源Vdd和NMOS管N7的源极之间，开关K3接于电源Vdd和NMOS管N9的源极之间。
上述电路中，R0＝R1，也即电阻R0和电阻R1完全相同，其具体是相同尺寸、相同类型的电阻，具有相同的温度系数，若温度变化，温度引起阻值变化产生的影响将被抵消；电阻R0和电阻R1因工艺失调引起的阻值变化产生的影响也会被抵消。
本发明通过上述方案，采用温度补偿、工艺失调补偿及可调磁滞电压技术，使磁滞比较器的比较阈值实现可量化调整，同时不受温度、工艺失调影响，相对于普通磁滞比较器，具有精确、不受温度及工艺失调影响的优势。应用于无线充电控制芯片，对解调信号进行抽样判决，可精确比较输入电压，通过对无线充电芯片内部控制寄存器进行编程，可调整磁滞比较翻转阈值电压。
附图说明
图1为本发明的可调磁滞比较器一个具体实施例；
图2为本发明的可调磁滞比较器的输入电压与输出电压的波形图。
具体实施方式
现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。
本发明提供一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器。作为一个具体的实施例，参见图1，该可调磁滞比较器包括PMOS管P0，PMOS管P1，PMOS管P2，PMOS管P3，PMOS管P4，NMOS管N0，NMOS管N1，NMOS管N2，NMOS管N3，NMOS管N4，NMOS管N5，NMOS管N6，NMOS管N7，NMOS管N8，NMOS管N9，NMOS管N10，NMOS管N11，NMOS管N12，NMOS管N13，第一运算放大器，第二运算放大器，比较器，电阻R0，电阻R1，开关K0，开关K1，开关K2，开关K3和无线充电控制芯片，其中开关K0、K1、K2、K3通过无线充电控制芯片的逻辑控制模块控制闭合或断开，其连接关系如下：第一运算放大器的正输入端连接电源Vref，负输入端与NMOS管N0的源极、电阻R0的第一输入端连接，输出端连接NMOS管N0的栅极；电阻R0的第二输入端接地，NMOS管N0的漏极连接PMOS管P0的栅极和漏极，PMOS管P0的源极、PMOS管P1的源极、PMOS管P2的源极、PMOS管P3的源极、以及PMOS管P4的源极均连接至电源Vdd；PMOS管P1的栅极和PMOS管P0的栅极连接，PMOS管P1的漏极连接NMOS管N1的栅极和漏极，NMOS管N1的源极连接NMOS管N2的栅极和漏极，NMOS管N2的源极接地；NMOS管N3的栅极连接NMOS管N1的栅极、NMOS管N5的栅极、NMOS管N7的栅极和NMOS管N9的栅极，NMOS管N3的源极连接NMOS管N4的漏极，NMOS管N3的漏极连接NMOS管N5的漏极、NMOS管N7的漏极、NMOS管N9的漏极、PMOS管P2的漏极和栅极、PMOS管P3的栅极和PMOS管P4的栅极，NMOS管N4的栅极连接NMOS管N2的栅极、NMOS管N6的栅极、NMOS管N8的栅极和NMOS管N10的栅极，NMOS管N4的源极、NMOS管N6的源极、NMOS管N8的源极和NMOS管N10的源极接地，NMOS管N6的漏极连接NMOS管N5的源极，NMOS管N8的漏极连接NMOS管N7的源极，NMOS管N10的漏极连接NMOS管N9的源极；PMOS管P3的漏极连接NMOS管N11的漏极和栅极、NMOS管N13的栅极；NMOS管N11的源极和NMOS管N13的源极接地，NMOS管N13的漏极连接NMOS管N12的源极，NMOS管N12的漏极连接PMOS管P5的漏极、电阻R1的第一输入端和比较器的负输入端，NMOS管N12的栅极连接PMOS管P5的栅极，PMOS管P5的源极连接PMOS管P4的漏极；电阻R1的第二输入端连接第二运算放大器的负输入端和输出端，第二运算放大器的正输入端连接电源Vref；比较器的输出端接于PMOS管P5的栅极；开关K0接于电源Vdd和NMOS管N3的源极之间，开关K1接于电源Vdd和NMOS管N5的源极之间，开关K2接于电源Vdd和NMOS管N7的源极之间，开关K3接于电源Vdd和NMOS管N9的源极之间。
图1中，P0，P1，P2，P3，P4均为PMOS管；N0，N1，N2，N3，N4，N5，N6，N7，N8，N9，N10，N11，N12，N13均为NMOS管；100为第一运算放大器，101为第二运算放大器；102为比较器；R0，R1为电阻；K0，K1，K2，K3为开关(令K＝0，闭合；K＝1，开路)；记(W/L)N(n-1)为第n个NMOS的宽长比，(n＝1,2,3…)；记(W/L)P(n-1)为第n个PMOS的宽长比，(n＝1,2,3…)。
设置以下宽长比：
(W/L)P0＝16*(W/L)P1
(W/L)N1＝16*(W/L)N3＝16*(W/L)N5＝16*(W/L)N7＝16*(W/L)N9
(W/L)N2＝16*(W/L)N4＝16*(W/L)N6＝16*(W/L)N8＝16*(W/L)N10
(W/L)P2＝(W/L)P3＝(W/L)P4
(W/L)N11＝(W/L)N13
由电路可得：
IR0＝Vref/R0，
IP1＝IP0/16，
IP2＝IP3＝IN11，
当Hysout＝0,IP4＝IP2,VHysinn＝Vref+IP4*R1＝Vref+IP2*R1
当Hysout＝1,IN13＝IN11＝IP3＝IP2,VHysinn＝Vref-IN13*R1＝Vref-IP2*R1
若R0＝R1，则：
(1)当开关K0、K1、K2、K3全部闭合
K0+K1+K2+K3＝0,IP2＝0；
(2)当开关K0、K1、K2、K3其中三个闭合、一个断开
K0+K1+K2+K3＝1,IP2＝IN1*(1/16)＝IP1*(1/16)＝(IP0/16)*(1/16)
＝(IR0/16)*(1/16)IR0＝(Vref/R0)*(1/256)；
(3)当开关K0、K1、K2、K3其中两个闭合、两个断开
K0+K1+K2+K3＝2,IP2＝IN1*(2/16)＝IP1*(2/16)＝(IP0/16)*(2/16)
＝(IR0/16)*(2/16)IR0＝(Vref/R0)*(2/256)；
(4)当开关K0、K1、K2、K3其中一个闭合、三个断开
K0+K1+K2+K3＝3,IP2＝IN1*(3/16)＝IP1*(3/16)＝(IP0/16)*(3/16)
＝(IR0/16)*(3/16)IR0＝(Vref/R0)*(3/256)；
(5)当开关K0、K1、K2、K3其中全部断开
K0+K1+K2+K3＝4,IP2＝IN1*(4/16)＝IP1*(4/16)＝(IP0/16)*(4/16)
＝(IR0/16)*(4/16)IR0＝(Vref/R0)*(4/256)；
那么得到如下关系式：
(1)当比较器102输出低电平
Hysout＝L,
K0+K1+K2+K3＝0,VHysinn＝Vref；
K0+K1+K2+K3＝1,VHysinn＝Vref*(1+1/256)；
K0+K1+K2+K3＝2,VHysinn＝Vref*(1+2/256)；
K0+K1+K2+K3＝3,VHysinn＝Vref*(1+3/256)；
K0+K1+K2+K3＝4,VHysinn＝Vref*(1+4/256)；
(2)当比较器102输出高电平
Hysout＝H,
K0+K1+K2+K3＝0,VHysinn＝Vref；
K0+K1+K2+K3＝1,VHysinn＝Vref*(1-1/256)；
K0+K1+K2+K3＝2,VHysinn＝Vref*(1-2/256)；
K0+K1+K2+K3＝3,VHysinn＝Vref*(1-3/256)；
K0+K1+K2+K3＝4,VHysinn＝Vref*(1-4/256)；
则用表格描述如下：
(1)当比较器102输出低电平，即Hysout＝L
K0+K1+K2+K3 0 1 2 3 4
VHysinn Vref Vref*(1+1/256) Vref*(1+2/256) Vref*(1+2/256) Vref*(1+4/256)
(2)当比较器102输出高电平，即Hysout＝H
K0+K1+K2+K3 0 1 2 3 4
VHysinn Vref Vref*(1-1/256) Vref*(1-2/256) Vref*(1-3/256) Vref*(1-4/256)
如图2所示，初始状态，比较器102正输入端电压VHysinp＝0，比较器102负输入端电压VHysinn＝Vref*(1+k/256)，(k＝K0+K1+K2+K3)，比较器102输出端电压VHysout＝L(低电平)；
比较器102正输入端电压VHysinp不断增大，当比较器102正输入端电压大于负输入端电压即VHysinp>VHysinn，VHysinp>Vref*(1+k/256)，则比较器102输出端VHysout＝H(高电平)，比较器102负输入端VHysinn变为Vref*(1-k/256)，(k＝K0+K1+K2+K3)，即VHysinn1＝Vref*(1-k/256)，(k＝K0+K1+K2+K3)；
比较器102正输入端电压大于负输入端电压即VHysinp>VHysinn之后，比较器102正输入端VHysinp不断减小，当VHysinp<VHysinn1即VHysinp<Vref*(1-k/256)，则比较器102输出端VHysout＝L(低电平)，比较器102负输入端VHhysinn变为Vref*(1+k/256)，(k＝K0+K1+K2+K3)，即VHysinn2＝Vref*(1+k/256)，(k＝K0+K1+K2+K3)；其输出示意图参见图2。
比较器102负输入端磁滞电压ΔVHys＝VHysinn2-VHysinn1＝2*Vref*(k/256)。
上述电路中，电阻R0和电阻R1为相同尺寸、相同类型的电阻，具有相同的温度系数，若温度变化，温度引起阻值变化产生的影响将被抵消；电阻R0和电阻R1因工艺失调引起的阻值变化产生的影响也会被抵消。
本发明通过无线充电控制芯片的逻辑控制模块控制K0、K1、K2、K3开关的闭合或断开，可实时调整磁滞电压。
本专利采用温度补偿、工艺失调补偿及可调磁滞电压技术，使磁滞比较器的比较阈值实现可量化调整，同时不受温度、工艺失调影响，相对于普通磁滞比较器，具有精确、不受温度及工艺失调影响的优势。
尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种应用于无线充电控制芯片的可调磁滞比较器，其特征在于：包括PMOS管P0，PMOS管P1，PMOS管P2，PMOS管P3，PMOS管P4，NMOS管N0，NMOS管N1，NMOS管N2，NMOS管N3，NMOS管N4，NMOS管N5，NMOS管N6，NMOS管N7，NMOS管N8，NMOS管N9，NMOS管N10，NMOS管N11，NMOS管N12，NMOS管N13，第一运算放大器，第二运算放大器，比较器，电阻R0，电阻R1，开关K0，开关K1，开关K2，开关K3和无线充电控制芯片，其中开关K0、K1、K2、K3通过无线充电控制芯片的逻辑控制模块控制闭合或断开，其连接关系如下：第一运算放大器的正输入端连接电源Vref，负输入端与NMOS管N0的源极、电阻R0的第一输入端连接，输出端连接NMOS管N0的栅极；电阻R0的第二输入端接地，NMOS管N0的漏极连接PMOS管P0的栅极和漏极，PMOS管P0的源极、PMOS管P1的源极、PMOS管P2的源极、PMOS管P3的源极、以及PMOS管P4的源极均连接至电源Vdd；PMOS管P1的栅极和PMOS管P0的栅极连接，PMOS管P1的漏极连接NMOS管N1的栅极和漏极，NMOS管N1的源极连接NMOS管N2的栅极和漏极，NMOS管N2的源极接地；NMOS管N3的栅极连接NMOS管N1的栅极、NMOS管N5的栅极、NMOS管N7的栅极和NMOS管N9的栅极，NMOS管N3的源极连接NMOS管N4的漏极，NMOS管N3的漏极连接NMOS管N5的漏极、NMOS管N7的漏极、NMOS管N9的漏极、PMOS管P2的漏极和栅极、PMOS管P3的栅极和PMOS管P4的栅极，NMOS管N4的栅极连接NMOS管N2的栅极、NMOS管N6的栅极、NMOS管N8的栅极和NMOS管N10的栅极，NMOS管N4的源极、NMOS管N6的源极、NMOS管N8的源极和NMOS管N10的源极接地，NMOS管N6的漏极连接NMOS管N5的源极，NMOS管N8的漏极连接NMOS管N7的源极，NMOS管N10的漏极连接NMOS管N9的源极；PMOS管P3的漏极连接NMOS管N11的漏极和栅极、NMOS管N13的栅极；NMOS管N11的源极和NMOS管N13的源极接地，NMOS管N13的漏极连接NMOS管N12的源极，NMOS管N12的漏极连接PMOS管P5的漏极、电阻R1的第一输入端和比较器的负输入端，NMOS管N12的栅极连接PMOS管P5的栅极，PMOS管P5的源极连接PMOS管P4的漏极；电阻R1的第二输入端连接第二运算放大器的负输入端和输出端，第二运算放大器的正输入端连接电源Vref；比较器的输出端接于PMOS管P5的栅极；开关K0接于电源Vdd和NMOS管N3的源极之间，开关K1接于电源Vdd和NMOS管N5的源极之间，开关K2接于电源Vdd和NMOS管N7的源极之间，开关K3接于电源Vdd和NMOS管N9的源极之间。
2.根据权利要求1所述的可调磁滞比较器，其特征在于：R0＝R1，所述R0＝R1是指电阻R0和电阻R1完全相同，其具体是相同尺寸、相同类型的电阻，具有相同的温度系数。
3.根据权利要求1或2所述的可调磁滞比较器，其特征在于：记(W/L)N(n-1)为第n个NMOS的宽长比，n＝1,2,3…；记(W/L)P(n-1)为第n个PMOS的宽长比，n＝1,2,3…，所述(W/L)N(n-1)中的N是指NMOS，所述(W/L)P(n-1)中的P是指PMOS，则其宽长比如下设置：
(W/L)P0＝16*(W/L)P1；
(W/L)N1＝16*(W/L)N3＝16*(W/L)N5＝16*(W/L)N7＝16*(W/L)N9；
(W/L)N2＝16*(W/L)N4＝16*(W/L)N6＝16*(W/L)N8＝16*(W/L)N10；
(W/L)P2＝(W/L)P3＝(W/L)P4；
(W/L)N11＝(W/L)N13。
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