CN105743353B - 一种dc-dc变换电路、其控制方法以及固态变压器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种DC‑DC变换电路、其控制方法以及固态变压器，所述DC‑DC变换电路包括电压检测电路、电流检测电路、控制器、驱动电路、DC‑AC变换器、AC‑DC变换器及带自耦抽头的高频变压器。本发明能够在整个负载变化范围内得到高效率。

Description

一种DC-DC变换电路、其控制方法以及固态变压器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种DC-DC变换电路、其控制方法以及固态变压器。
背景技术
过去十年，由于能源短缺和环境污染问题，可再生能源分布式发电被广泛关注。然而，可再生能源固有的间歇性和随机性给传统电网管理模式下的分布式发电并网方式提出了严峻的挑战。为了对整个电网进行最优化管理，专家学者提出了多种实现智能电网概念的方法，其中“能源互联网”是具有代表性的一种。固态变压器在“能源互联网”中被称为“能量路由器”，它由电力电子器件和高频变压器组成，不仅可以实现传统电力变压器的功能，还具有体积小、重量轻、抗负载扰动、能量智能管理以及功率密度高等优势。
到目前为止，研究者所提出的固态变压器拓扑按照能量变换过程中是否存在中间直流环节可大致分为两类。AC-AC直接变换型拓扑使用更少的开关器件，结构更简单，体积更小，但是二次侧电压、电流波形基本上是对一次侧波形的还原，无法起到改善电能质量的作用。AC-DC-AC型拓扑中，虽然功率变换环节和开关器件数量增多，但是结合脉冲宽度调制(PWM)方法和其他适用的控制策略，可以对***的电压、电流及功率进行灵活调节，因此代表了未来的发展趋势。
为了设计适用于输配电网电压等级的固态变压器工程化样机，可以采取两种措施。一是开发具有高耐压等级的新型开关器件，如碳化硅器件和氮化镓器件。用这种方法，少量器件串联连接即可满足电压等级需求，同时成熟的控制策略也可以移植过来继续使用。然而，新型开关器件目前比较昂贵(比传统硅开关器件贵10-20倍)，大规模应用尚不现实。另一条路线是应用由目前普遍使用的硅开关器件构成的多电平变换器和模块级联型变换器。多电平变换器的工作方式相对复杂，并且随着飞跨电容和箝位二极管数量的增多，***可靠性急剧下降。模块级联型变换器在***可靠性、模块特性一致性以及故障容错等方面显示出优越性，可以显著提高***的紧凑性和工作效率。目前关于模块级联型固态变压器的研究工作主要集中在输入电压的均压和输出电流的均流。
但是，国内外研究者所提出的固态变压器方案距离实际应用都还有差距，一个重要原因是通过升高工作频率来减小变压器体积的同时带来铁芯损耗与电力电子开关器件损耗的大幅增长，因此与传统电力变压器相比，固态变压器效率较低。为了降低电力电子开关器件的开关损耗，采用谐振软开关的方式，使器件工作在零电压开关(ZVS)状态。软开关技术的应用可以降低变换器的开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频化提供可能性，提高功率密度和动态性能。
电力电子开关器件的ZVS工作状态是通过换流电感中的循环能量为谐振电容充放电实现的。循环能量随着换流电感的增大而增大，同时也会随着负载电流的增大而增大。现有技术中均采用固定的变压器绕组漏感或外接电感作为换流电感，在轻负载时，负载电流小，换流电感不够大，循环能量不足会导致电力电子开关器件退出ZVS工作状态；在重负载时，负载电流大，而换流电感保持不变，循环能量过大引起较大的附加通态损耗。同时，轻负载时***损耗的主要部分是高频变压器的铁芯损耗，而现有技术均没有对此进行优化。综上所述，现有技术只能在很窄的负载范围内获得高效率。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种DC-DC变换电路、其控制方法以及固态变压器，该电路、其控制方法以及固态变压器能够在整个负载变化范围内得到高效率。
为达到上述目的，本发明DC-DC变换电路，其特征在于，包括信号输入端、信号输出端、控制器、驱动电路、DC-AC变换器、AC-DC变换器及带自耦抽头的高频变压器、用于检测AC-DC变换器输出端的电压的电压检测电路、用于检测变换器输出端的电流的电流检测电路；
DC-AC变换器的输入端与信号输入端相连接，AC-DC变换器的输出端与信号输出端相连接；
DC-AC变换器的a桥臂中点与高频变压器中初级线圈的一端相连接，DC-AC变换器的b桥臂中点与高频变压器中初级线圈的自耦抽头相连接，DC-AC变换器的c桥臂中点与高频变压器中初级线圈的另一端相连接；
AC-DC变换器的d桥臂中点与高频变压器中次级线圈的一端相连接，AC-DC变换器的e桥臂中点与高频变压器中次级线圈的自耦抽头相连接，AC-DC变换器的f桥臂中点与高频变压器中次级线圈的另一端相连接；
电压检测电路的输出端及电流检测电路的输出端与控制器的输入端相连接，控制器的输出端与驱动电路的输入端相连接，驱动电路的输出端与DC-AC变换器的控制端及AC-DC变换器的控制端相连接。
所述DC-AC变换器包括第一IGBT管、第二IGBT管、第三IGBT管、第四IGBT管、第五IGBT管、第六IGBT管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容及第六电容；
所述第一二极管的阴极及阳极分别与第一IGBT管的集电极及发射极相连接，第一电容的两端分别与第一IGBT管的集电极及发射极相连接；第二二极管的阴极及阳极分别与第二IGBT管的集电极及发射极相连接，第二电容的两端分别与第二IGBT管的集电极及发射极相连接；第三二极管的阴极及阳极分别与第三IGBT管的集电极及发射极相连接，第三电容的两端分别与第三IGBT管的集电极及发射极相连接；第四二极管的阴极及阳极分别与第四IGBT管的集电极及发射极相连接，第四电容的两端分别与第四IGBT管的集电极及发射极相连接；第五二极管的阴极及阳极分别与第五IGBT管的集电极及发射极相连接，第五电容的两端分别与第五IGBT管的集电极及发射极相连接；第六二极管的阴极及阳极分别与第六IGBT管的集电极及发射极相连接，第六电容的两端分别与第六IGBT管的集电极及发射极相连接；第一IGBT管的发射极与第二IGBT管的集电极及高频变压器中初级线圈的一端相连接，第三IGBT管的发射极与第四IGBT管的集电极及高频变压器中初级线圈的自耦抽头相连接，第五IGBT管的发射极与第六IGBT管的集电极及高频变压器中初级线圈的另一端相连接；
驱动电路的输出端与第一IGBT管的栅极、第二IGBT管的栅极、第三IGBT管的栅极、第四IGBT管的栅极、第五IGBT管的栅极及第六IGBT管的栅极相连接；
第一IGBT管的集电极、第三IGBT管的集电极及第五IGBT管的集电极与信号输入端的正极相连接；第二IGBT管的发射极、第四IGBT管的发射极及第六IGBT管的发射极与信号输入端的负极相连接。
所述的AC-DC变换器包括第七IGBT管、第八IGBT管、第九IGBT管、第十IGBT管、第十一IGBT管、第十二IGBT管、第七二极管、第八二极管、第九二极管、第十二极管、第十一二极管、第十二二极管、第七电容、第八电容、第九电容、第十电容、第十一电容及第十二电容；
所述第七二极管的阴极及阳极分别与第七IGBT管的集电极及发射极相连接，第七电容的两端分别与第七IGBT管的集电极及发射极相连接；第八二极管的阴极及阳极分别与第八IGBT管的集电极及发射极相连接，第八电容的两端分别与第八IGBT管的集电极及发射极相连接；第九二极管的阴极及阳极分别与第九IGBT管的集电极及发射极相连接，第九电容的两端分别与第九IGBT管的集电极及发射极相连接；第十二极管的阴极及阳极分别与第十IGBT管的集电极及发射极相连接，第十电容的两端分别与第十IGBT管的集电极及发射极相连接；第十一二极管的阴极及阳极分别与第十一IGBT管的集电极及发射极相连接，第十一电容的两端分别与第十一IGBT管的集电极及发射极相连接；第十二二极管的阴极及阳极分别与第十二IGBT管的集电极及发射极相连接，第十二电容的两端分别与第十二IGBT管的集电极及发射极相连接；第七IGBT管的发射极与第八IGBT管的集电极及高频变压器中次级线圈的一端相连接，第九IGBT管的发射极与第十IGBT管的集电极及高频变压器中次级线圈的自耦抽头相连接，第十一IGBT管的发射极与第十二IGBT管的集电极及高频变压器中次级线圈的另一端相连接；
驱动电路的输出端与第七IGBT管的栅极、第八IGBT管的栅极、第九IGBT管的栅极、第十IGBT管的栅极、第十一IGBT管的栅极及第十二IGBT管的栅极相连接；
第七IGBT管的集电极、第九IGBT管的集电极及第十一IGBT管的集电极与信号输出端的正极相连接；第八IGBT管的发射极、第十IGBT管的发射极及第十二IGBT管的发射极与信号输出端的负极相连接。
本发明所述的DC-DC变换电路的控制方法包括以下步骤：
电流检测电路实时获取AC-DC变换器输出端的负载电流信息，并将AC-DC变换器输出端的负载电流信息转发至控制器中，控制器根据AC-DC变换器输出端的负载电流信息得预设工频周期内负载电流有效值的平均值；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值小于最小预设值时，控制器发出第一驱动信号，驱动电路根据所述第一驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为a桥臂及c桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及f桥臂；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于等于最小预设值且小于等于最大预设值时，控制器发出第二驱动信号，驱动电路根据所述第二驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为a桥臂及b桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及e桥臂；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于最大预设值时，控制器产生第三驱动信号，驱动电路根据所述第三驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为b桥臂及c桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为e桥臂及f桥臂。
本发明所述的固态变压器包括n个整流器、n段高压直流母线、n段低压直流母线、逆变器、滤波器及n个DC-DC变换电路；
电网的正极与第一个整流器输入端的正极相连接，后一个整流器输入端的正极与前一个整流器输入端的负极相连接，第n个整流器输入端的负极与电网的负极相连接，第i个整流器的输出端通过第i段高压直流母线与第i个DC-DC变换电路中DC-AC变换器的输入端相连接，n个DC-DC变换电路(4)中AC-DC变换器的输出端的正极与低压直流母线的正极相连接，n个DC-DC变换电路中AC-DC变换器输出端的负极与低压直流母线的负极相连接，逆变器的输入端与低压直流母线相连接，逆变器的输出端与滤波器的输入端相连接，滤波器的输出端与负载相连接，其中，1≤i≤n。
电网的正极与第一个整流器输入端的正极通过电网侧滤波电感相连接。
各高压直流母线的正极和负极之间设有高压直流母线电容。
各低压直流母线的正极和负极之间设有低压直流母线电容。
本发明具有以下有益效果：
本发明所述的DC-DC变换电路及其控制方法在使用时，当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于最大预设值，即***处于重负载状态，则使DC-AC变换器的工作桥臂为b桥臂及c桥臂，使AC-DC变换器的工作桥臂设置为e桥臂及f桥臂，减小换流电感，从而减少由循环能量引起的附加通态损耗；当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于等于最小预设值且小于等于最大预设值时，则使DC-AC变换器的工作桥臂为a桥臂及b桥臂，AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及e桥臂，维持换流电感为优选固定换流电感值，保留传统DC-DC变换器的高效率运行区间；当预设工频周期内负载电流有效值的平均值小于最小预设值时，即***处于轻负载时，则使DC-AC变换器的工作桥臂为a桥臂及c桥臂，AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及f桥臂，增大换流电感，使能量能够维持开关器件在ZVS工作状态，减轻各IGBT管的开关损耗，同时绕组匝数增多降低变压器中铁芯损耗。本发明所述的固态变压器在使用时，根据负载的情况切换工作桥臂，调节高频变压器中初级绕组及次级绕组的匝数，实现在宽负载范围内的高效率运行。
附图说明
图1为本发明中DC-DC变换电路4的电路图；
图2为本发明中固态变压器的电路图；
图3为本发明中DC-DC变换器桥臂切换的流程图。
其中，1为电网侧滤波电感、2为整流器、3为高压直流母线、4为DC-DC变换电路、5为低压直流母线、6为逆变器、7为滤波器。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
参考图1及图2，本发明DC-DC变换电路包括信号输入端、信号输出端、控制器、驱动电路、DC-AC变换器、AC-DC变换器及带自耦抽头的高频变压器HFT、用于检测AC-DC变换器输出端的电压的电压检测电路、用于检测AC-DC变换器输出端的电流的电流检测电路；DC-AC变换器的输入端与信号输入端相连接，AC-DC变换器的输出端与信号输出端相连接；DC-AC变换器的a桥臂中点与高频变压器HFT中初级线圈的一端相连接，DC-AC变换器的b桥臂中点与高频变压器HFT中初级线圈的自耦抽头相连接，DC-AC变换器的c桥臂中点与高频变压器HFT中初级线圈的另一端相连接；AC-DC变换器的d桥臂中点与高频变压器HFT中次级线圈的一端相连接，AC-DC变换器的e桥臂中点与高频变压器HFT中次级线圈的自耦抽头相连接，AC-DC变换器的f桥臂中点与高频变压器HFT中次级线圈的另一端相连接；电压检测电路的输出端及电流检测电路的输出端与控制器的输入端相连接，控制器的输出端与驱动电路的输入端相连接，驱动电路的输出端与DC-AC变换器的控制端及AC-DC变换器的控制端相连接。
所述DC-AC变换器包括第一IGBT管S1、第二IGBT管S2、第三IGBT管S3、第四IGBT管S4、第五IGBT管S5、第六IGBT管S6、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5及第六电容C6；所述第一二极管D1的阴极及阳极分别与第一IGBT管S1的集电极及发射极相连接，第一电容C1的两端分别与第一IGBT管S1的集电极及发射极相连接；第二二极管D2的阴极及阳极分别与第二IGBT管S2的集电极及发射极相连接，第二电容C2的两端分别与第二IGBT管S2的集电极及发射极相连接；第三二极管D3的阴极及阳极分别与第三IGBT管S3的集电极及发射极相连接，第三电容C3的两端分别与第三IGBT管S3的集电极及发射极相连接；第四二极管D4的阴极及阳极分别与第四IGBT管S4的集电极及发射极相连接，第四电容C4的两端分别与第四IGBT管S4的集电极及发射极相连接；第五二极管D5的阴极及阳极分别与第五IGBT管S5的集电极及发射极相连接，第五电容C5的两端分别与第五IGBT管S5的集电极及发射极相连接；第六二极管D6的阴极及阳极分别与第六IGBT管S6的集电极及发射极相连接，第六电容C6的两端分别与第六IGBT管S6的集电极及发射极相连接；第一IGBT管S1的发射极与第二IGBT管S2的集电极及高频变压器HFT中初级线圈的一端相连接，第三IGBT管S3的发射极与第四IGBT管S4的集电极及高频变压器HFT中初级线圈的自耦抽头相连接，第五IGBT管S5的发射极与第六IGBT管S6的集电极及高频变压器(HFT)中初级线圈的另一端相连接；驱动电路的输出端与第一IGBT管S1的栅极、第二IGBT管S2的栅极、第三IGBT管S3的栅极、第四IGBT管S4的栅极、第五IGBT管S5的栅极及第六IGBT管S6的栅极相连接；第一IGBT管S1的集电极、第三IGBT管S3的集电极及第五IGBT管S5的集电极与信号输入端的正极相连接；第二IGBT管S2的发射极、第四IGBT管S4的发射极及第六IGBT管S6的发射极与信号输入端的负极相连接。
所述AC-DC变换器包括第七IGBT管S7、第八IGBT管S8、第九IGBT管S9、第十IGBT管S10、第十一IGBT管S11、第十二IGBT管S12、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12、第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11及第十二电容C12；所述第七二极管D7的阴极及阳极分别与第七IGBT管S7的集电极及发射极相连接，第七电容C7的两端分别与第七IGBT管S7的集电极及发射极相连接；第八二极管D8的阴极及阳极分别与第八IGBT管S8的集电极及发射极相连接，第八电容C8的两端分别与第八IGBT管S8的集电极及发射极相连接；第九二极管D9的阴极及阳极分别与第九IGBT管S9的集电极及发射极相连接，第九电容C9的两端分别与第九IGBT管S9的集电极及发射极相连接；第十二极管D10的阴极及阳极分别与第十IGBT管S10的集电极及发射极相连接，第十电容C10的两端分别与第十IGBT管S10的集电极及发射极相连接；第十一二极管D11的阴极及阳极分别与第十一IGBT管S11的集电极及发射极相连接，第十一电容C11的两端分别与第十一IGBT管S11的集电极及发射极相连接；第十二二极管D12的阴极及阳极分别与第十二IGBT管S12的集电极及发射极相连接，第十二电容C12的两端分别与第十二IGBT管S12的集电极及发射极相连接；第七IGBT管S7的发射极与第八IGBT管S8的集电极及高频变压器HFT中次级线圈的一端相连接，第九IGBT管S9的发射极与第十IGBT管S10的集电极及高频变压器HFT中次级线圈的自耦抽头相连接，第十一IGBT管S11的发射极与第十二IGBT管S12的集电极及高频变压器HFT中次级线圈的另一端相连接；驱动电路的输出端与第七IGBT管S7的栅极、第八IGBT管S8的栅极、第九IGBT管S9的栅极、第十IGBT管S10的栅极、第十一IGBT管S11的栅极及第十二IGBT管S12的栅极相连接；第七IGBT管S7的集电极、第九IGBT管S9的集电极及第十一IGBT管S11的集电极与信号输出端的正极相连接；第八IGBT管S8的发射极、第十IGBT管S10的发射极及第十二IGBT管S12的发射极与信号输出端的负极相连接。
本发明所述的DC-DC变换电路的控制方法包括以下步骤：
电流检测电路实时获取AC-DC变换器输出端的负载电流信息，并将AC-DC变换器输出端的负载电流信息转发至控制器中，控制器根据AC-DC变换器输出端的负载电流信息得预设工频周期内负载电流有效值的平均值；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值小于最小预设值时，控制器发出第一驱动信号，驱动电路根据所述第一驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为a桥臂及c桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及f桥臂；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于等于最小预设值且小于等于最大预设值时，控制器发出第二驱动信号，驱动电路根据所述第二驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为a桥臂及b桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及e桥臂；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于最大预设值时，控制器产生第三驱动信号，驱动电路根据所述第三驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为b桥臂及c桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为e桥臂及f桥臂。
需要说明的是，所述的初级线圈和次级线圈均带自耦抽头的高频隔离变压器，其绕组漏感作为换流电感与电容发生谐振，使各IGBT管工作在ZVS状态；接入电路的绕组匝数越多，参与谐振的换流电感值越大；DC-AC变换器和AC-DC变换器中桥臂的工作状态改变前后，保证初级线圈与次级线圈中的绕组匝数比不变。
参考图3，本发明所述的固态变压器包括n个整流器2、n段高压直流母线3、n段低压直流母线5、逆变器6、滤波器7及n个DC-DC变换电路4；电网的正极与第一个整流器2输入端的正极相连接，后一个整流器2输入端的正极与前一个整流器2输入端的负极相连接，第n个整流器2输入端的负极与电网的负极相连接，第i个整流器2的输出端通过第i段高压直流母线3与第i个DC-DC变换电路4中DC-AC变换器的输入端相连接，n个DC-DC变换电路(4)中AC-DC变换器的输出端的正极与低压直流母线5的正极相连接，n个DC-DC变换电路4中AC-DC变换器输出端的负极与低压直流母线5的负极相连接，逆变器6的输入端与低压直流母线5相连接，逆变器6的输出端与滤波器7的输入端相连接，滤波器7的输出端与负载相连接，其中，1≤i≤n。
需要说明的是，电网的正极与第一个整流器2输入端的正极通过电网侧滤波电感1相连接；各高压直流母线3的正极和负极之间设有高压直流母线电容；各低压直流母线5的正极和负极之间设有低压直流母线电容。
整流器2采用电压、电流双闭环控制以及移相PWM控制，电压外环保证高压直流母线3电压恒定，电流内环使网侧输入电流的相位跟踪输入电压相位以实现单位功率因数运行，移相PWM控制提高整流器2交流侧电压的正弦度，减少谐波及电磁干扰；DC-DC变换电路4采用移相控制，高压侧DC-AC变换器及低压侧AC-DC变换器均采用占空比为50％的方波驱动，但是后者的IGBT比前者对应位置上器件的驱动信号延迟一个相位角，而相位角的大小由低压直流母线5电压实际幅值与期望幅值的偏差经PI调节决定；逆变器6采用具有电压有效值外环和电压瞬时值内环的双闭环控制策略，输出电压经滤波器7滤除高次谐波后，为负载提供幅值恒定的正弦电压。
在轻负载时，铁芯损耗占总损耗的比例大，此时调整DC-AC变换器和AC-DC变换器的工作桥臂使接入电路的DC-DC变换电路4中变压器绕组匝数增加，但是其每一匝所产生的电动势降低，铁芯磁通密度也随之降低。磁滞损耗和涡流损耗都随铁芯磁通密度的降低而大大地减少了，空载电流和空载损耗也都随之相应地大幅度减少，从而较好地达到了节能降损的目的。同时，绕组匝数增加使换流电感的循环能量在轻负载时保持较大值，维持电力电子开关器件的ZVS工作状态，以减轻开关损耗。在中负载时，传统DC-DC变换器通常具有较高的工作效率，此时通过调整DC-AC变换器和AC-DC变换器的工作桥臂维持换流电感为优选固定换流电感值，保留传统DC-DC变换器的高效率运行区间。在重负载时，通态损耗占的比例大，此时调整DC-AC变换器和AC-DC变换器的工作桥臂使接入电路的DC-DC变换电路4中变压器HFT绕组匝数减少，换流电感的循环能量降低，减轻附加通态损耗。
本发明根据带载情况改变接入电路的DC-DC变换电路4中变压器HFT绕组匝数，实现轻负载时降低变压器HFT的铁芯损耗，并维持IGBT的软开关工作状态以减少器件开关损耗，重负载时减小由换流电感循环能量所引起的附加通态损耗，实现固态变压器HFT在宽负载范围内的高效率运行。
本文中所描述的具体实施例仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例进行修改、补充或用近似方法替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (3)

1.一种DC-DC变换电路的控制方法，其特征在于，基于DC-DC变换电路(4)，所述DC-DC变换电路包括信号输入端、信号输出端、控制器、驱动电路、DC-AC变换器、AC-DC变换器及带自耦抽头的高频变压器(HFT)、用于检测AC-DC变换器输出端的电压的电压检测电路、用于检测AC-DC变换器输出端的电流的电流检测电路；
DC-AC变换器的输入端与信号输入端相连接，AC-DC变换器的输出端与信号输出端相连接；
DC-AC变换器的a桥臂中点与高频变压器(HFT)中初级线圈的一端相连接，DC-AC变换器的b桥臂中点与高频变压器(HFT)中初级线圈的自耦抽头相连接，DC-AC变换器的c桥臂中点与高频变压器(HFT)中初级线圈的另一端相连接；
AC-DC变换器的d桥臂中点与高频变压器(HFT)中次级线圈的一端相连接，AC-DC变换器的e桥臂中点与高频变压器(HFT)中次级线圈的自耦抽头相连接，AC-DC变换器的f桥臂中点与高频变压器(HFT)中次级线圈的另一端相连接；
电压检测电路的输出端及电流检测电路的输出端与控制器的输入端相连接，控制器的输出端与驱动电路的输入端相连接，驱动电路的输出端与DC-AC变换器的控制端及AC-DC变换器的控制端相连接；
包括以下步骤：
电流检测电路实时获取AC-DC变换器输出端的负载电流信息，并将AC-DC变换器输出端的负载电流信息转发至控制器中，控制器根据AC-DC变换器输出端的负载电流信息得预设工频周期内负载电流有效值的平均值；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值小于最小预设值时，控制器发出第一驱动信号，驱动电路根据所述第一驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为a桥臂及c桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及f桥臂；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于等于最小预设值且小于等于最大预设值时，控制器发出第二驱动信号，驱动电路根据所述第二驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为a桥臂及b桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为d桥臂及e桥臂；
当预设工频周期内负载电流有效值的平均值大于最大预设值时，控制器产生第三驱动信号，驱动电路根据所述第三驱动信号使DC-AC变换器的工作桥臂设置为b桥臂及c桥臂，同时使AC-DC变换器的工作桥臂设置为e桥臂及f桥臂。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换电路的控制方法，其特征在于，所述DC-AC变换器包括第一IGBT管(S1)、第二IGBT管(S2)、第三IGBT管(S3)、第四IGBT管(S4)、第五IGBT管(S5)、第六IGBT管(S6)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)、第五电容(C5)及第六电容(C6)；
所述第一二极管(D1)的阴极及阳极分别与第一IGBT管(S1)的集电极及发射极相连接，第一电容(C1)的两端分别与第一IGBT管(S1)的集电极及发射极相连接；第二二极管(D2)的阴极及阳极分别与第二IGBT管(S2)的集电极及发射极相连接，第二电容(C2)的两端分别与第二IGBT管(S2)的集电极及发射极相连接；第三二极管(D3)的阴极及阳极分别与第三IGBT管(S3)的集电极及发射极相连接，第三电容(C3)的两端分别与第三IGBT管(S3)的集电极及发射极相连接；第四二极管(D4)的阴极及阳极分别与第四IGBT管(S4)的集电极及发射极相连接，第四电容(C4)的两端分别与第四IGBT管(S4)的集电极及发射极相连接；第五二极管(D5)的阴极及阳极分别与第五IGBT管(S5)的集电极及发射极相连接，第五电容(C5)的两端分别与第五IGBT管(S5)的集电极及发射极相连接；第六二极管(D6)的阴极及阳极分别与第六IGBT管(S6)的集电极及发射极相连接，第六电容(C6)的两端分别与第六IGBT管(S6)的集电极及发射极相连接；第一IGBT管(S1)的发射极与第二IGBT管(S2)的集电极及高频变压器(HFT)中初级线圈的一端相连接，第三IGBT管(S3)的发射极与第四IGBT管(S4)的集电极及高频变压器(HFT)中初级线圈的自耦抽头相连接，第五IGBT管(S5)的发射极与第六IGBT管(S6)的集电极及高频变压器(HFT)中初级线圈的另一端相连接；
驱动电路的输出端与第一IGBT管(S1)的栅极、第二IGBT管(S2)的栅极、第三IGBT管(S3)的栅极、第四IGBT管(S4)的栅极、第五IGBT管(S5)的栅极及第六IGBT管(S6)的栅极相连接；
第一IGBT管(S1)的集电极、第三IGBT管(S3)的集电极及第五IGBT管(S5)的集电极与信号输入端的正极相连接；第二IGBT管(S2)的发射极、第四IGBT管(S4)的发射极及第六IGBT管(S6)的发射极与信号输入端的负极相连接。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换电路的控制方法，其特征在于，所述AC-DC变换器包括第七IGBT管(S7)、第八IGBT管(S8)、第九IGBT管(S9)、第十IGBT管(S10)、第十一IGBT管(S11)、第十二IGBT管(S12)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第九二极管(D9)、第十二极管(D10)、第十一二极管(D11)、第十二二极管(D12)、第七电容(C7)、第八电容(C8)、第九电容(C9)、第十电容(C10)、第十一电容(C11)及第十二电容(C12)；
所述第七二极管(D7)的阴极及阳极分别与第七IGBT管(S7)的集电极及发射极相连接，第七电容(C7)的两端分别与第七IGBT管(S7)的集电极及发射极相连接；第八二极管(D8)的阴极及阳极分别与第八IGBT管(S8)的集电极及发射极相连接，第八电容(C8)的两端分别与第八IGBT管(S8)的集电极及发射极相连接；第九二极管(D9)的阴极及阳极分别与第九IGBT管(S9)的集电极及发射极相连接，第九电容(C9)的两端分别与第九IGBT管(S9)的集电极及发射极相连接；第十二极管(D10)的阴极及阳极分别与第十IGBT管(S10)的集电极及发射极相连接，第十电容(C10)的两端分别与第十IGBT管(S10)的集电极及发射极相连接；第十一二极管(D11)的阴极及阳极分别与第十一IGBT管(S11)的集电极及发射极相连接，第十一电容(C11)的两端分别与第十一IGBT管(S11)的集电极及发射极相连接；第十二二极管(D12)的阴极及阳极分别与第十二IGBT管(S12)的集电极及发射极相连接，第十二电容(C12)的两端分别与第十二IGBT管(S12)的集电极及发射极相连接；第七IGBT管(S7)的发射极与第八IGBT管(S8)的集电极及高频变压器(HFT)中次级线圈的一端相连接，第九IGBT管(S9)的发射极与第十IGBT管(S10)的集电极及高频变压器(HFT)中次级线圈的自耦抽头相连接，第十一IGBT管(S11)的发射极与第十二IGBT管(S12)的集电极及高频变压器(HFT)中次级线圈的另一端相连接；
驱动电路的输出端与第七IGBT管(S7)的栅极、第八IGBT管(S8)的栅极、第九IGBT管(S9)的栅极、第十IGBT管(S10)的栅极、第十一IGBT管(S11)的栅极及第十二IGBT管(S12)的栅极相连接；
第七IGBT管(S7)的集电极、第九IGBT管(S9)的集电极及第十一IGBT管(S11)的集电极与信号输出端的正极相连接；第八IGBT管(S8)的发射极、第十IGBT管(S10)的发射极及第十二IGBT管(S12)的发射极与信号输出端的负极相连接。
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