CN105738689B - 用于测量功率因数变换器中的功率的***和方法 - Google Patents

用于测量功率因数变换器中的功率的***和方法 Download PDF

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Abstract

提供了用于测量功率因数变换器中的功率的***和方法。根据一个实施例，一种测量功率因数变换器的输入功率的方法包括确定来自PFC的输入端的整流电压信号的平均值，确定PFC的电感器电流的平均值，以及通过将整流电压信号的平均值与平均电感器电流相乘确定输入功率。

Description

用于测量功率因数变换器中的功率的***和方法
技术领域
本公开一般而言涉及电子装置，更特别地，涉及用于测量功率因数变换器功率的***和方法。
背景技术
电源***普遍存在于从计算机到汽车等许多电子应用中。一般地，通过操作载有电感器或者变换器的开关执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC变换来产生电源***中的电压。这种***的一类包括开关模式电源(SMPS)。SMPS通常比其它类型的功率变换器更高效，因为功率变换是通过控制电感器或者变压器的充电和放电执行的并且减小了因为电阻性电压降导致的功耗而产生的能量损失。
SMPS的一个具体应用是AC线电压到DC电压的转换。这种***的一个示例包括许多级，包含整流级、功率因数变换器(PFC)和DC-DC变换器。可以使用由二极管桥实现的整流级将AC线电压变换为单相整流信号。PFC从单相整流信号产生DC电压，并且DC-DC变换器产生例如12V的第二DC输出电压。为了最小化无功功率，功率因数变换器可以进一步被配置为保证SMPS的输入电流与输入电压同相。
发明内容
根据一个实施例，一种测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的方法包括确定来自PFC的输入端的整流电压信号的平均值，确定PFC的电感器电流的平均值，以及通过将整流电压信号的平均值与平均电感器电流相乘确定输入功率。
附图说明
为了更全面地理解本发明及其优点，结合附图参考下述描述，其中：
图1示出了一个实施例电源***的原理图；
图2示出了一个实施例PFC控制器的原理图；
图3示出了一个实施例PFC***的波形图；
图4示出了描述一个实施例功率测量***的操作过程的原理和矢量图；
图5示出了使用平均电流和整流电压值计算功率的一个实施例PFC控制器；
图6示出了使用整流电压值和计时值计算功率的一个实施例PFC控制器；
图7示出了使用整流电压值和计时值计算功率的另一个实施例PFC控制器；
图8示出了一个实施例PFC控制器校准***；以及
图9a-9b示出了实施例方法的流程图。
除非另有说明，不同附图中相同的数字和符号通常指代相同的部分。所绘附图是为了清楚说明优选实施例的相关方面而不需要按比例绘制。为了更清楚地说明某些实施例，指代相同结构、材料或过程步骤的变形的字母后带有数字。
具体实施方式
下面具体描述了当前的优选实施例的制造和使用。然而，应当理解的是本发明提供了许多可应用的发明构思，其可以广泛体现在各种具体语境中。所述的具体实施例仅仅是制造和使用本发明的具体方式的说明，而不限制本发明的范围。
将针对特定背景下的优选实施例描述本发明，一种用于测量开关功率因数校正器功率的***和方法。本发明的实施例还可以适用于使用功率测量值的各种***，诸如功率传输***和其它类型的开关模式电源。
在本发明的实施例中，通过监测功率因数校正器的整流输入电压以及与在功率因数校正器中的电流有关的其它变量测量电源消耗的有效功率。电流相关的变量可以是流过电感器的平均电流或者可以是与功率因数校正器中的脉冲宽度调制器的计时有关的。在一些实施例中，采用相对便宜的模拟-数字转换器使用较低的采样率对整流输入电压和电流相关的变量采样。
一些实施例功率因数校正器可以是针对低成本的消费电子市场的，其中使用了功率计量功能，并且性能、效率、尺寸和低成本的材料(BOM)是高优先级的。在一些实施例中，使用低成本的数字功率控制集成电路可以完成精确的功率测量，例如，对于大于30W的输入功率，其获得了±3％的功率测量精度。
图1示出了一个实施例AC/DC开关模式电源***(SMPS)100，其包括EMI滤波器104、二极管桥106、功率因数校正器(PFC)108、DC/DC变换器和通过应用112表示的负载电路。在一个实施例中，电源***100将由电压源102表示的AC信号转换为可由应用112使用的DC电压。EMI滤波器104滤除高频分量，诸如可能出现在电压源102的输入端的电压尖峰，以及二极管桥106对输入电压整流以产生整流电压。PFC 108将整流电压变换为可由DC/DC变换器110使用的DC电压。数字控制器114监测PFC 108和DC/DC变换器110中的各种电压和电流，并产生可由这些功率变换级使用的开关信号。在一些实施例中，使用升压功率因数校正器PFC实现PFC 108，其可以操作在断续导通模式(DCM)、临界导通模式(CrCM)或者准谐振导通模式(QRCM)。例如，可以使用反激、正激或者LLC变换器实现第二级DC/DC变换器110。可替换地，现有技术已知的其它电源架构可以用于PFC 108和DC/DC变换器。
在一个实施例中，数字控制器114实现了估计由PFC 108、DC/DC变换器110和由应用112表示的负载的有功输入功率的功率计量算法。在一些实施例中，功率计量算法使用可用的检测信号或者控制参数而没有额外的检测要求。功率信息可以通过通用异步收发器(UART)引脚发送到应用112的主微控制器单元。在其它实施例中，可以使用除了UART接口之外的其它数字接口类型。例如，可以使用并行数字接口和/或诸如SPI、IIC或者其它串行接口标准的串行数字接口实现数字控制器114的数字接口。
在普通的***中，可以通过直接计算RMS输入功率执行精确的AC功率测量。例如，可以通过辅助桥整流器和电阻分压器测量整流输入电压vg，以及通过穿过感测电阻的电流回路测量整流输入电流ig。使用两个具有例如1.6MHz采样频率的一阶Σ-ΔADC测量整流输入电压和整流输入电流。通过积分每一个交流半周的各自的瞬时值在每个交流半周结束时计算RMS(均方根)输入电压值和RMS输入电流值。典型地，可以由下式计算RMS输入电压和均方根输入电流
其中，AC半周期，t2-t1是作为输入电压波形的两个过零点之间的时间间隔测量的。输入功率是在每个交流半周结束时计算的并通过Pin＝Vg，rms×Ig，rms给出。对于可配置数量的交流完整线周期，RMS输入电压、RMS输入电流和输入功率可以是逐渐增加的。接着，可以在所选择数量的交流完整线周期上平均这些逐渐增加的值，以获得平均RMS输入电压，平均RMS输入电流和平均输入功率。应当注意的是，RMS输入功率的计算使用了平方根运算，其可能在计算上是昂贵的。
图2示出了根据本发明的一个实施例的PFC控制器200，其显示了EMI滤波器104、二极管桥106、PFC 108和数字控制器114，以及其它各种无源部件的各种电路级的详细信息。如图所示，EMI滤波器104被配置为包括电感Lf和电容Cf的LC低通滤波器。例如，EMI滤波器104被配置为LC低通滤波器，其包括电感器Lf和电容器Cf。EMI滤波器104可以被配置为例如排除输入功率信号的高频分量。使用四个二极管的桥式电路实现二极管桥106。可以使用其它整流二极管103和105以产生数字控制器114使用的整流输入电压vg。所示的PFC 108被配置为升压PFC并且包括串联的电感器L、输出整流二极管D1、开关晶体管S、输出滤波电容C0、以及与开关晶体管S的源极串联耦合的串联电阻Rs。可以使用MOSFET或者其它有源器件实现开关晶体管S。在一个实施例中，对跨串联电阻Rs的电压滤波以提供数字控制器114使用的电压vi，以确定流过串联电感L的电流。在操作于准谐振(QR)操作模式的实施例中，为了提供用于谷值开关的过零检测，辅助电感LAUX是磁耦合至串联电感L的。如果输出电压降低到低于输入电压，例如，在PFC控制器200启动期间，为了耦合整流输入电压至输出节点vo，二极管D2耦合在PFC 108的输入端和输出端之间。
PFC 108的负载被建模为电阻RL，并且使用包含电阻器Rd3、Rd4和Cd3的滤波电阻分压器形成从输出节点vo到数字控制器114的电压反馈路径。使用数字控制器114内部由电阻Rfb和电容Cfb构成的低通滤波器进一步对反馈电压滤波。放大器142用增益KVS缩放反馈电压。在其它实施例中，一个或多个低通滤波器部件和/或放大器142可以位于数字控制器114的外部。可以理解的是，PFC控制器200的原理图仅仅是许多可能的实施例开关电源的一个示例。在其它实施例中，可以使用其它电源架构和接口电路。
在一个实施例中，数字控制器114包括基于在引脚PFCVS测得的输出电压vo反馈、在引脚PFCZCD测得的谷值检测反馈、在引脚HV测得的整流输入电压vg，在引脚PFCGD产生脉冲宽度调制开关信号。如图所示，使用通过PWM门极驱动器138缓冲的处理器136产生脉冲宽度调制开关信号。各种模拟输入信号通过放大器130、132、140和142缓冲并使用模拟-数字变换器134变换为数字域。在一个实施例中，在单个集成电路上实现数字控制器114。可替换地，可以使用一个或多个集成电路和各种外部离散部件划分数字控制器114。
在操作中，使用包含外部电阻Rd1和内部分流电阻Rd2具有分压比Kvg的电阻分压器在数字控制器114的HV引脚测量整流输入电压vg。分压比Kvg将输入电压降低到HV引脚的输入电压范围。放大器130具有缩放输入电压至ADC的输入范围的增益KHV，使得在ADC检测的输入电压的幅值由vgs＝KHV Kvg vg＝Kv vg给出。在一个实施例中，以在kHz范围内fs,vin的采样频率采样输入电压。在一些实施例中，一个或者两个电阻Rd1和Rd2可以设置在与作为数字控制器114一部分的剩余部件相同的集成电路上。可替换地，电阻器Rd1和Rd2和/或放大器130可以实现为外部器件。
在一个实施例中，平均整流输入电流ig等于升压PFC中的平均整流电感器电流iL,ave。电感器电流iL在开关晶体管的导通期间通过开关晶体管S并且在开关晶体管的关断期间通过二极管D1。因此，流过开关晶体管S的电流iS等于在MOSFET的导通期间的整流输入电流ig。使用数字控制器114的PFCCS引脚检测由iS通过外部检测电阻Rs产生的等效电压vi。放大器140具有缩放等效电压vi至ADC的输入范围的增益KCS，使得表示ADC的感测输入电流的感测等效电压vis的幅值由vis＝KCS Rsis＝KCS Rsig给出。以在kHz范围内fs,vin的采样频率采样输入电流。
图3示出了显示图2的PFC控制器200操作在准谐振操作模式的波形图。如图所示，波形图包括电感器电流iL、通过开关晶体管S的电流iS，以及在引脚PFCZCD的电压vPFCZCD的曲线。在一个实施例中，以采样频率fs,vin在开关晶体管S的导通时间ton的中间采样电感器电流iL。这给出了在CCM和CrCM操作中的开关周期内平均电感器电流iL。但是，它没有给出在DCM和QRCM操作中的开关周期内的平均电感器电流iL,ave。在这些情况下，在开关晶体管S的导通时间ton的中间采样给出了高于平均电感器电流iL,ave的数值。
根据一些实施例，为了在DCM和QRCM操作中从采样的电感器电流获得平均电感器电流，通过下式补偿采样的电感器电流值
重新整理该方程，
因此，
在一些实施例中，PFC输出电压vo的采样值和整流AC输入电压vg通常分别通过不同的电阻分压比Kvo和Kvg缩小。vo和vg的采样值分别由Kvovo和Kvg vg给出。因此，为了直接应用上述等式(3)，vo和vg是以相同的增益缩小的。因此，等式(3)被修正为如(4)所示，可用于输出电压和输入电压具有不同电阻分压比的情况，如下所示：
等式(3)和(4)假设对vo和vg使用相同的ADC分辨率。因此，如果vo使用不同的ADC分辨率检测的，其必须被转换为与vg相同的ADC分辨率。
在一个实施例中，RMS输入电压和RMS输入电流不是直接通过高分辨率的电压和电流检测以及计算上密集的RMS计算获得的。RMS输入电压和RMS输入电流是间接地通过检测的整流正弦输入电压和电流检测值的平均DC数值获得的。这有助于简化均方根计算。
整流正弦波f(t)＝|Vmsin(ωt)|的傅里叶级数是
为了从平均整流输入电压和平均整流输入电流波形得到等效的DC数值，数字低通滤波器用于移除两倍线频率的频率分量以及更高阶的频率分量。感测的整流输入电压波形vg的DC数值由下式给出
表示检测电阻上的平均整流输入电流波形的补偿等效电压vis的DC数值由下式给出
可以使用数字低通滤波器计算Vg，dc和VIg，dc，并以每fs,vin的频率累加。以每fs,vinacc的频率在几百Hz的范围内平均累加的结果，以进一步减小在低通滤波器输出端的两倍线频率的纹波。其它数据累加和平均方案还可以用在其它实施例中。
在具有PFC第一级的电源中，PFC模拟AC输入端的阻性负载，使得输入电流跟踪输入电压的相位和波形。因此，有效电流流入PFC而无效电流流过EMI滤波器。图4的原理图示出了这个情况的一个示例，其中电流ig＝iL表示有效电流，以及电流ic表示无效电流。因为测量了在PFC电路中流动的电流和PFC输入端的电压，如图4的矢量图所示估计流入PFC的有功功率。在输入电压和输入电流之间的位移主要由EMI滤波器电容引起。因此，位移不会影响PFC中的功率估计。此外，在一些实施例中，通过低通滤波器滤除导致更高阶谐波的畸变产生并不会影响PFC中的功率估计。
在一个实施例中，将整流输入电压正弦波形的DC数值与表示平均整流输入电流正弦波形的补偿电压相乘给出了
因此，通过下式可以获得输入功率
在一个实施例中，该方法的精度取决于ADC分辨率和计算分辨率。在一些情况下，可以通过***校准提高输入功率估计的精度，***校准有助于补偿任何未计入的非线性误差、部件容差和输入电压测量值的不准确度。对于***校准，使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后将测得的输入功率值和估计的输入功率值进行比较。使用映射函数法的曲线拟合方法，诸如分段线性曲线拟合，可以用于将更接近的估计的输入功率值映射到测得的输入功率值。使用这种技术，线性曲线的增益反映了来自(9)的的增益中的差异，并且可以用作校正系数以补偿部件容差。通过分段线性曲线的偏置可以进一步考虑沿着测量路径的任何未计入的偏置。
可替换地，在进一步的实施例中，为了省去乘法计算，可以将等式(9)中的输入功率计算和***校准组合为一个步骤。例如，可以替代地计算Vg，dc×VIg，dc，代替使用等式(9)计算输入功率。因此，使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际输入功率，然后将测得的输入功率值和Vg，dc×VIg，dc值比较。然后分段线性曲线拟合方法用于将Vg，dc×VIg，dc值映射到测得的输入功率值。因此，线性曲线的增益等于等式(9)中通过分段线性曲线的偏置可以进一步考虑沿着测量值路径的任何未计入的偏置。
这种实施例方法的一个优点在于，输入功率估计是参数独立的，可以存在更大的部件容差，特别是与电感有关的。另一个优点在于，这种方法使用对于SMPS控制可用的感测信号而没有额外的感测要求，诸如新的感测信号或者ADC的高采样频率。此外，该方法操作在包括CCM、CrCM、DCM和QRCM PFC的各种模式。在CCM和CrCM中，和平均输入电流值是通过在如(1)所示的MOSFET导通时间的中间采样电感器电流给出的。在DCM和QRCM中，和平均电感器电流值由等式(1)给出。RMS输入电压和RMS输入电流是间接地通过检测的整流正弦输入电压和电流检测值的平均DC数值获得的。相比于传统的方法，这有助于简化RMS计算。
图5示出了根据一个实施例的PFC控制器200，其使用整流平均电流和整流电压值的平均DC数值计算功率。如图所示，PFC控制器200包括耦合到实现PFC控制算法202的模块的功率测量***206和脉冲宽度调制器204。例如，可以使用现有技术已知的模拟和/或数字信号处理电路和***实现实施例PFC控制器200。功率测量***206包括采样和保持块208和209，低通滤波器210和211，功率计算块212和校准存储214。在一个实施例中，采样和保持块208和209用于采样与PFC的电感器电流成比例的输入电压vgs和vis。在电感磁化的中点对电压vis(见图2)进行采样，在如图3中所示的时间ton/2处，与电流有关的采样值提供了在CCM或CrCM操作期间的平均电感值的指示。在DCM和QRCM期间，通过块217中的tcyc/Tsw补偿vis，以得到整流平均电感器电流值的电压等效。在CCM和CrCM操作中，tcyc/Tsw＝1并且采样值不通过乘法改变。整流平均电感器电流值等效的电压通过低通滤波器(LPF)211和产生平均DC数值VIg,dc的累加和平均块215。低通滤波器210，其可以使用数字或者模拟滤波器实现，用于对采样和保持模块210的输出进行低通滤波。然后在块213中累加和平均LPF 210的输出，以产生平均DC数值Vg,dc。可以使用已知的存储电路和***，诸如但不限于SRAM、DRAM、ROM、EPROM和EEPROM实现校准存储器214。存储在校准存储器214中的校准值可以使用本文所描述的实施例校准技术确定和实现。
在一个实施例中，PFC控制算法202实现了开关电源控制算法，其可以包括现有技术已知的PFC控制算法。如图所示，PFC控制算法确定了作为脉冲宽度调制器的输入使用的期望的导通时间ton，以便产生脉冲信号PFCGD。在一些实施例中，缓冲和使用脉冲信号PFCGD，以驱动耦合到PFC中的电感的开关。PFC控制算法202可以基于与电感器电流成比例的整流输入电压信号Vgs,vis，和电压反馈信号vo，以及用于检测准谐振操作模式的谷值的过零信号检测值VPFCZCD的状态确定导通时间ton。
在一个实施例中，如上面所描述的对整流输入电压和电流进行采样。为了在DCM和QRCM操作中从采样的电感器电流获得平均输入/电感器电流，根据等式(1)、(3)或者(4)补偿采样的电感器电流值。
在一个实施例中，低通滤波器用于从平均整流输入电压和平均整流输入电流波形获得等效DC数值。基于瞬态响应要求，可以选择合适的低通滤波器。如果不需要功率信息的快速更新速率，可以使用一阶低通滤波器。如果需要功率信息的快速更新速率，可以使用具有两个级联极的二阶低通滤波器。
可以使用数字低通滤波器并在kHz范围以fs,vin的采样速率累加数字滤波器的输出来计算平均整流输入电压Vg，dc的等效DC数值和平均整流输入电流VIg，dc的等效DC数值。在kHz范围内采样和累加确保正弦波形信息被保存并且是精确的。在几百Hz范围以每fs,vinacc的频率平均累加的结果，以进一步减小在低通滤波器输出端的二倍于线频率的纹波。还可以使用其它数据累加和平均方案。
如果Vg，dc和VIg，dc是缩放的绝对电压值，可以根据等式(9)计算输入功率。对于具有ADC的数字实现方式，因为ADC而在(9)中存在一个额外的增益。如果ADC输入电压范围是vADC，并且其是P位的ADC，通过增益缩放DC数值。由于ADC而在(9)中的额外增益是通过给出的，并且用于具有Vg，dc和VIg，dc的数字量化值的数字实现方式的功率等式为：
使等式(10)中的为Q16形式因此，计算的Pin是XXXX YYYY H的十六进制形式。较高的字XXXX H是Pin的绝对值的整数部分，以及较低的字YYYY H除以216是Pin的绝对值的小数部分。
例如，在一个实施例中，Pin＝160W，Vg,rms＝230VAC，Ig,rms＝Pin/Vg,rms＝0.69565A，Kv＝KHVKvg＝2×2.4213×10-3，KCSRs＝4×0.008,vADC＝2.4V，以及8位ADC使用P＝8。数字形式的平均整流输入电压的平均DC数值由下式给出
数字形式的平均整流输入电流的平均DC数值由下式给出
数字形式的输入功率，
在上面的示例中，功率估计误差为增加的计算分辨率有助于提高精度。功率估计精度的限制因数为ADC分辨率和计算分辨率。
可以通过***校准提高输入功率估计的精度。对于***校准，使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后比较测得的输入功率值和估计的输入功率值。一种线性二次型或分段线性曲线拟合方法可以用于将更接近的估计的输入功率值映射到测得的输入功率值。但是，在一些实施例中，分段线性曲线可能是优选的，因为具有不同分段的线性曲线可以更灵活地拟合更接近的数据并且可以容易地将任何差异关联到等式(10)的线性等式。因此，线性曲线的增益反映了等式(10)中的的增益差异并且可以用于补偿器件容差。通过分段线性曲线的偏置可以将沿着测量路径的任何未计入的偏置考虑进来。
可替换地，可以将等式(10)中的输入功率计算和***校准组合为一个步骤，并省去乘法计算。例如，替代地计算Vg，dc×VIg，dc，代替在等式(10)中计算输入功率。使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后比较测得的输入功率值和Vg，dc×VIg，dc值。一种线性二次型或分段线性曲线拟合方法可以用于映射Vg，dc×VIg，dc值到测得的输入功率值。但是，分段线性曲线是优选的。线性曲线的增益将等效于等式(10)中通过分段线性曲线的偏置可以将沿着测量值路径的任何未计入的偏置考虑进来。
根据其它实施例，可以基于整流正弦输入电压和计时测量值执行功率估计。在这些实施例中，输入电流不是通过电流测量值直接获得的，而是通过检测的整流正弦输入电压和计时测量值间接获得的。这有助于消除输入电流ADC变化，其对于DCM、CrCM和QRCM PFC控制是不需要的，并且可以腾出数字功率IC资源用于其它任务。此外，这有助于减小因为来自功率估计计算的较低分辨率的输入电流ADC变换。
在整个定义的时间周期的平均有功功率由下式给出
其中，vg是平均整流输入电压，以及ig是平均整流输入电流。将(2)代入(1)，在开关周期内的平均输入电流为
因此，还可以给出平均有功功率为
可替换地，可以从下式计算平均有功功率
其中，N是大量的累加采样值。如果tcyc计时测量值是不可测的或者不稳定的，可以由等式(3)或者等式(4)替代。
该方法的精度是依赖于计算分辨率和电感L的容差的。因此，在实施例中，N被设置为足够大以包含尽可能多的交流半周期以确保精度。可以通过***校准提高输入功率估计的精度，其可以有助于补偿任何未计入的非线性误差、电感的容差以及输入电压测量值的不精确度。对于***校准，使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后比较测得的输入功率值和估计的输入功率值。一种分段线性曲线拟合方法可以用于将更接近的估计的输入功率值映射到测得的输入功率值。因此，线性曲线的增益反映了来自等式(14)中的的增益差异并且可以用于补偿电感的容差。通过分段线性曲线的偏置可以进一步沿测量路径将任何未计入的偏置考虑进来。
图6示出了根据一个实施例的PFC控制器220，其使用如上所述的整流电压值和计算功率。如图所示，功率计算模块222使用测得的整流电压值Vgs和通过PFC控制算法202计算的或者测量的计时值ton,i、tcyc,i和tsw,i。
可替换地，将等式(14)中的输入功率计算和***校准组合为一个步骤，并省去乘法计算。可以替代地计算代替在等式(14)中计算输入功率。使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后比较测得的输入功率值和值。一种分段线性曲线拟合方法可以用于将值映射到测得的输入功率值。线性曲线的增益将等效于等式(14)中通过分段线性曲线的偏置可以进一步将沿着测量路径的任何未计入的偏置考虑进来。
可以根据等式(14)计算输入功率，如果所有的物理量都是未缩放的绝对电压和时间值。对于具有ADC的数字实现方式，因为ADC、输入电压的检测增益和在数字控制IC中的处理器的时钟周期而在等式(14)中存在一个额外的增益。如果输入电压的检测增益是Kv＝KHVKvg，ADC输入电压范围是vADC并且它是P位的ADC，通过增益缩放数字量化值。如果处理器的时钟周期是Tclk，通过1/Tclk缩放ton，i、tcyc，i和Tsw，i的数字量化值。因此，为了基于等式(14)中的ton，i、tcyc，i和Tsw，i的数字量化值计算功率，在一些实施例中在等式(14)中将乘以一个额外的增益因此，用于数字实现方法的功率等式为：
在等式(15)中的增益具有10-8阶的数量。在一些实施例中，执行适当的量化以确保足够的计算分辨率，以获得Pin。在CrCM中，和ton，i可以通过功率IC测量或者通过PFC电压控制器计算。在DCM或者QRCM中，其中tcyc，i和Tsw，i可以通过功率IC测量并且ton，i可以通过功率IC测量或者通过PFC电压控制器计算。如果tcvc计时测量值是不可测的或者不稳定的，可以由等式(3)或者等式(4)替代。
在一个实施例中，对于N次采样，的乘积是在kHz范围内以fs,vin的采样频率累加的。在kHz范围内采样和累加可以确保正弦波形信息被保存并且是精确的。在实施例中，N被设置为足够大以包含尽可能多的交流半周期以确保精度。N的选择取决于采样频率fs,vin和在数字控制平台内可用的计算资源。例如，在具有16位寄存器和32位算术逻辑单元的一个实施例中，如果采样率是128us，N被设置为4096，以及如果采样率是1024us，被设置为512。
该方法的精度是依赖于计算分辨率和电感L的容差的。可以通过***校准提高输入功率估计的精度。对于***校准，使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后比较测得的输入功率值和估计的输入功率值。一种线性二次型或分段线性曲线拟合方法可以用于将更接近的估计的输入功率值映射到测得的输入功率值。但是，分段线性曲线是优选的，因为具有线性曲线的不同分段能更灵活地拟合更接近的数据并且可以容易地将任何差异关联回等式(15)的线性等式。因此，线性曲线的增益反映了来自等式(15)中的的增益差异并且可以用于补偿器件容差，特别是电感的容差。通过分段线性曲线的偏置可以进一步将沿着测量路径的任何未计入的偏置考虑进来。
可替换地，可以将等式(15)中的输入功率计算和***校准组合为一个步骤，并省去乘法计算。可以替代地计算代替在等式(15)中计算输入功率。使用用于选择的输入电压范围和功率范围的参考功率计测量实际的输入功率。然后比较测得的输入功率值和值。一种分段线性曲线拟合方法可以用于将值映射到测得的输入功率值。线性曲线的增益将等效于等式(15)中通过分段线性曲线的偏置可以进一步将沿着测量值路径的任何未计入的偏置考虑进来。
根据其它实施例，用于得到用于脉冲宽度调制器204的最佳导通时间ton的控制信号可以用于计算PFC的输入功率。在一些实施例中，可以使用申请号为13/970,414，名称为“Power Factor Correction Circuit and Method”的美国申请中所公开的电路和***，该申请在此全部并入作为参考。在一个实施例中，电压控制器的输出为
因此，(13)变为
在一个示例性实施例中，对于在110VAC±10％和230VAC±10％时大于30W的输入功率，可以获得±3％的精度。这种实施例的一个优点在于，其使用针对SMPS控制可用的检测信号和控制参数而没有额外的检测要求，诸如新的检测信号或者ADC的高采样频率。该方法可以操作于CrCM、DCM和QRCM PFC。输入电流是通过检测的整流正弦输入电压和计时测量值间接地获得的。这有助于省略输入电流ADC变化，在一些实施例中，其对于DCM、CrCM和QRCM PFC控制是不需要的，并且可以腾出数字功率IC资源用于其它任务。此外，这有助于减小因为来自功率估计计算的较低分辨率的输入电流ADC变换。
图7示出了实施例PFC控制器230，其可以用于实现基于期望的脉冲宽度TonDesired计算输入功率的PFC。如图所示，功率计算模块232使用整流输入信号Vgs和期望的脉冲宽度TonDesired以获得计算的输入功率Pin。在一个实施例中，功率计算模块232根据等式(17)计算该输入功率。
在本发明的其它实施例中，相对于图5-7中的实施例，可以以连续时间而不是离散时间执行功率计算。例如，在图5的实施例中，在实现等式(9)的连续时间实施例中，可以省略采样保持模块206和/或209。因此，可以使用连续时间滤波器实现低通滤波器210和211，例如，使用电阻和电容，并且可以使用连续时间积分器实现累加和平均模块。连续时间电路可以用于实现功率计算模块212。在另一个示例中，为了实现等式(13)，可以通过省略采样保持208修正图6的实施例和使用连续时间计算电路以实现功率计算模块222。在其它实施例中，还可以修正图7的***以省略采样保持模块208，并使用连续时间计算电路以实现功率计算模块232。这种实施例可以用于实现等式(17)的连续时间版本。
图8示出了可以用于实现用于上述各种实施例的***校准的校准测试***300。如图所示，校准测试***300包括具有作为前级的PFC的一个实施例电源***302，以及包括功率计算***306的一个实施例电源控制器304，其实现了上述各种实施例功率测量方法、校准存储器308、PFC控制模块307和DC/DC控制模块309中的一种。在校准期间，可配置的交流电源310提供交流信号至电源***302，以及功率计312用于测量传递到电源***302的功率数量。在一个实施例中，个人计算机(PC)314用于控制可配置的电源310，控制可配置的电子负载316以得到期望的输入功率，采集来自功率计312的测量值，以及写入校准存储器308。可替换地，可以使用现有技术已知的微控制器、制造测试***或者其它数字控制电路代替PC 314。基于这些测量值，校准值根据上面讨论的各种校准方法被写入校准存储器308。
图9a示出了测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的一个实施例方法的流程图400。在步骤402中，整流电压的平均值是来自PFC的输入端的确定的信号。例如，可以通过对PFC的整流输入电压进行低通滤波，确定这个平均值。在步骤404中，确定了PFC的电感器电流的平均值。例如，通过对电感器电流的测量值进行平均或者低通滤波确定这个平均值。在一些实施例中，可以通过在充电周期的中间采样电感器电流确定电感器电流的测量值。例如，可以在时间ton/2采样电感器电流以获得如图3所示的iL,sampled。为了在DCM和QRCM操作中从采样的电感器电流获得平均输入/电感器电流，根据等式(1)、(3)或者(4)补偿采样的电感器电流值。在步骤406中，通过将整流电压信号的平均值和电感器电流的平均值相乘确定输入功率，以形成第一测量值。例如，可以通过估计上面的等式(9)获得该计算。
图9b示出了测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的一个实施例方法的流程图420。在步骤422中，从PFC的输入端监测整流电压。在一些实施例中，整流电压的监测可能必需采样整流电压以获得采样值。例如，可以使用模拟-数字变换器获得这种采样。在步骤424，确定PFC的脉冲计时值。例如，这种脉冲计时值可以包括如上所述的TonDesired或者在步骤426中，通过将监测到的整流电压和PFC的脉冲计时值相乘以形成相乘的值并且积分相乘的采样值第一测量值来确定PFC的输入功率。在一些实施例中，这是通过将采样值和PFC的脉冲计时值相乘以形成相乘的采样值并对相乘的采样值进行累加以形成功率测量值来完成的。可替换地，可以使用连续时间操作实现方法420。在一个实施例中，可以使用如上面所述的等式(14)或者(17)确定该功率测量值。
在一个实施例中，使用整流正弦输入电压的平均DC数值和电流测量值以及基于整流正弦输入电压和计时测量值的功率估计方法估计开关电源中的功率。在一些实施例中，使用模拟和/或数字低通滤波器获得整流正弦输入电压和电流的DC数值；对DC数值进行累加和平均以获得平均DC数值，以及根据等式(9)使用平均DC数值计算有功功率。均方根输入电压和均方根输入电流是间接地通过检测的整流正弦输入电压和电流检测值的平均DC数值获得的。例如，这种实施例可以简化乏味的均方根计算。
在其它实施例中，根据等式(13)使用输入电压和计时测量值计算有功功率。输入电流是通过检测的整流正弦输入电压和计时测量值间接地获得的，以省去输入电流ADC变换并减少因为较低分辨率的输入电流ADC变换而导致的不精确度。
根据各种实施例，电路或者***可以被配置为凭借在***上安装有在操作中使***执行动作的硬件、软件、固件或者它们的组合执行特定的操作或者动作。一个一般方面包括测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的方法。该方法包括确定来自PFC的输入端的整流电压信号的平均值，确定PFC的电感器电流的平均值，以及通过将整流电压信号的平均值与电感器电流的平均值相乘以形成第一测量值确定输入功率。这个方面的其它实施例包括被配置为执行方法的各种动作的相应的电路和***。
实现方式可以包括下面的特征中的一个或多个。确定整流电压信号的平均值的方法包括从耦合到PFC的输入端的整流器接收整流输入电压，以及对接收的整流输入电压进行滤波。在一些实施例中，还可以对PFC的电感器电流的平均值进行滤波。该方法可以进一步包括将接收的整流电压信号变换为数字域，以形成数字整流输入电压；以及对接收的整流输入电压进行滤波包括对数字整流输入电压进行数字滤波。在一个实施例中，确定PFC的电感器电流的平均值包括在耦合到PFC的电感的开关的导通时间的中点采样电感器电流。采样电感器电流可以包括测量与耦合到PFC的电感的开关串联耦合的电阻上的电压。在一些实施例中，确定输入功率进一步包括将第一测量值与第一缩放比例相乘以形成缩放的测量值。
在一个实施例中，该方法进一步包括使用校正系数校正缩放的测量值。该方法可以进一步包括确定校正系数，包括：提供测试信号至PFC，使用参考功率计测量PFC的输入功率以形成参考测量值，比较参考测量值和缩放的测量值，以及基于比较确定校正系数。实现方式可以进一步包括确定校正系数的方法，进一步包括：在多个幅度扫描测试信号的幅度，并确定对应于多个幅度的多个校正系数。确定输入功率还可以进一步包括使用将函数映射相乘的数值映射到校正的输入功率。
该方法可以进一步包括通过提供测试信号到PFC，确定映射函数，使用参考功率计测量PFC的输入功率以形成参考测量值，比较参考测量值和缩放的测量值，以及基于比较确定映射函数。在一个实施例中，映射函数包括分段线性映射函数。该方法可以进一步包括根据确定平均电感器电流，其中iL,sampled是在PFC的开关的导通时间ton的中间采样到的电感器电流，Tsw是PFC中的开关的开关周期，vo是PFC的输出电压，以及vg是PFC的整流电压信号。
另一个一般方面包括测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的方法。该方法包括监测来自PFC的输入端的整流电压信号，确定PFC的脉冲计时值，以及通过将监测的整流电压和PFC的脉冲计时值相乘确定输入功率以形成相乘的数值，并且积分相乘的采样值以形成第一测量值。这个方面的其它实施例包括被配置为执行方法的各种动作的相应的电路和***。
实现方式可以包括下面的特征中的一个或多个。监测来自PFC的输入端的整流电压信号的方法包括采样来自PFC的输入端的整流电压信号以获得采样值，将监测的整流电压信号和PFC的脉冲计时值相乘以形成相乘的数值，包括将采样值与PFC的脉冲计时值相乘以形成相乘的采样值，以及积分相乘的采样值以形成第一测量值，包括对相乘的采样值进行累加以形成第一测量值。在一个实施例中，通过将采样值和PFC的脉冲计时值相乘确定输入功率，以形成相乘的采样值，并对相乘的采样值进行累加以形成第一测量值。
实现方式可以包括根据确定脉冲计时值的方法，其中ton是PFC中的开关的导通时间，tcyc是电流流入PFC的电感的时间，以及Tsw是PFC中的开关的开关周期。在一些实施例中，从PFC的脉冲宽度调制器的输入信号获得脉冲计时值。确定输入功率可以进一步包括将第一测量值和第一缩放比例相乘以形成缩放的测量值。该方法可以进一步包括使用校正系数的缩放的测量值。
在一个实施例中，该方法进一步包括通过提供测试信号至PFC确定校正系数，使用参考功率计测量PFC的输入功率以形成参考测量值，比较参考测量值和缩放的测量值，以及基于比较确定校正系数。确定校正系数可以进一步包括：在多个幅度扫描测试信号的幅度，并确定对应于多个幅度的多个校正系数。
在一个实施例中，确定输入功率进一步包括使用映射函数将相乘的数值映射到校正的输入功率。确定映射函数可以包括提供测试信号到PFC，使用参考功率计测量PFC的输入功率以形成参考测量值，比较参考测量值和缩放的测量值；以及基于比较确定映射函数。映射函数可以包括分段线性映射函数。另一个一般方面包括具有被配置为耦合到功率因数变换器(PFC)的整流输入电压的第一接口的电源控制器，和具有在被配置为启动PFC的开关晶体管的第二接口的输出的脉冲宽度调制器，其中电源控制器被配置为采样整流输入电压以获得采样值，确定脉冲计时值，以及通过将采样值与脉冲计时值相乘确定输入功率，以形成相乘的采样值，并对相乘的采样值进行累加以形成第一测量值。这个方面的其它实施例包括被配置为执行方法的各种动作的相应的电路和***。
实现方式可以包括下面的特征中的一个或多个。其中根据确定脉冲计时值的电源控制器，其中ton是PFC中的开关的导通时间，tcyc是电流流入PFC的电感的时间，以及Tsw是PFC中的开关的开关周期。在电源控制器中，从PFC的脉冲宽度调制器的输入信号获得脉冲计时值。
在一个实施例中，该控制器进一步被配置为通过将第一测量值与第一缩放比例相乘确定输入功率，以形成缩放的测量值。控制器可以进一步被配置为使用校正系数校正缩放的测量值。确定输入功率还可以进一步包括使用映射函数将相乘的数值映射到校正的输入功率。在一些实施例中，该映射函数包括分段线性映射函数。
在一些实施例中，电源进一步包括具有耦合到第一接口的输入端模拟-数字变换器，和/或还可以包括PFC。所述技术的实现方式可以包括硬件、方法或者过程、或者在计算机可访问介质上的计算机软件。
一些实施例的优点包括在计算均方根输入功率的过程中，执行精确的有功功率测量而不需要在执行方根函数之前的计算的能力。另一个优点包括使用具有较低的采样率的较低分辨率ADC的能力，由此例如，相比于直接计算的均方根测量，使较低的功耗成为可能。另一个优点包括将功率测量电路和数字PFC控制电路集成在单个集成电路上的能力。
实施例的其它优点包括即使采用较低分辨率的ADC和较低的采样速率，在***校准时能够获得高的精度。这使得对于低成本和高性能具有同样的高优先级的成本消费电子市场，功率计特征是可用的。在低成本消费市场中，难以实现具有高分辨率和高采样速率的高端ADC，因为这种ADC是昂贵的并且具有高功耗。本发明的实施例可以是容易集成的而没有额外的检测要求，但仍然提供了高精确度。
在一个或多个示例中，本文所描述的功能可以至少部分地在硬件(诸如特定硬件器件或者处理器)中实现。更一般地，可以在硬件、处理器、软件、固件或者其任意组合中实现本技术。如果在软件中实现，该函数可以存储或者作为一个或多个指令或代码传输到计算机可读介质上并通过基于硬件的处理单元执行。计算机可读介质可以包括计算机可读存储介质，其对应于有形媒介，诸如数据存储介质，或者包括有助于从一个位置传输计算机程序到另一个的任何媒介的通信媒介，例如，根据通信协议。这样，计算机可读介质通常可以对应于(1)非暂态的有形计算机可读存储介质(2)诸如信号或载波的通信媒介。数据存储媒介可以是可以通过一个或多个计算机或者一个或多个处理器访问的任何可用的媒介，以取回指令、代码和/或数据结构，用于本公开中所描述的技术的实现。计算机程序产品可以包括计算机可读介质。
以示例而非限制的方式，这种计算机可读存储介质可以包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或者其它光盘存储器、磁盘存储器、或者其它磁存储装置、闪存、或者可以用于存储指令或者数据结构形式的期望的程序代码并且可以通过计算机访问的任何其它媒介。此外，任何连接被适当地称为计算机可读介质，即计算机可读传输介质。例如，如果指令是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字用户线(DSL)或者诸如红外线、射频和微波的无线技术从网站、服务器或者其它远程端传输的，那么在媒介的定义中包括同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字用户线(DSL)或者诸如红外线、射频和微波的无线技术。然而，应当理解的是，计算机可读存储介质和数据存储介质不包括连接、载波、信号或者其它暂态媒介，反而涉及非暂态的有形存储介质。如本文所使用的磁盘和光盘包括压缩光盘(CD)、激光盘、光盘、数字多功能光盘(DVD)、软磁盘和蓝光光盘，其中磁盘通常磁性复制数据，而光盘光学上用激光复制数据。计算机可读介质的范围还可以包括上面的组合。
指令可以通过一个或多个处理器执行，诸如一个或多个中央处理单元(CPU)、数字信号处理器(DSP)、通用微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程逻辑阵列(FPGA)、或者其它等效的集成或分离逻辑电路。因此，如本文所使用的术语“处理器”可以指代任何前面的结构或者适用于本文所描述的技术的实现的任何其它结构。此外，在一些方面，本文所描述的功能性可以设置在被配置用于编码和解码的专用硬件和/或软件模块中，或者并入组合的多媒体数字信号编解码器。此外，本技术可以完整地实现在一个或多个电路或逻辑元件中。
本发明技术可以在各种装置或者设备中实现，包括无线手持设备、集成电路(IC)或者IC组(例如，芯片组)。本公开中描述的各种器件、模块或者单元用于强调被配置为执行所公开的技术的装置的功能方面，而不一定要求通过不同硬件单元的实现。相反，如上所述，各种单元可以组合成单个硬件单元或者通过术中硬件单元的集合提供，包括如上所述的一个或多个处理器，结合适当的软件和/或固件。
尽管参考示例性实施例描述了本发明，该描述并不意在以限制意义解释。示例性实施例以及本发明的其它实施例的各种修改和组合，通过参考描述对本领域技术人员来说是显而易见的。

Claims (25)

1.一种测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的方法，所述方法包括：
确定来自所述功率因数变换器(PFC)的输入端的整流电压信号的平均值；
确定所述功率因数变换器(PFC)的电感器电流的平均值；以及
通过将所述整流电压信号的所述平均值与所述电感器电流的所述平均值相乘确定所述输入功率。
2.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述整流电压信号的所述平均值包括：
接收来自耦合到所述功率因数变换器(PFC)的所述输入端的整流器的整流输入电压；以及
对所接收到的整流输入电压进行滤波。
3.根据权利要求2所述的方法，其中：
所述方法进一步包括将所述接收到的整流电压信号变换至数字域，以形成数字化的整流输入电压；以及
对所述接收的整流输入电压进行滤波包括对所述数字化的整流输入电压进行数字滤波。
4.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述功率因数变换器(PFC)的所述电感器电流的所述平均值包括在耦合到所述功率因数变换器(PFC)的电感器的开关的导通时间的中点对电感器电流进行采样，并对所采样的电感器电流进行滤波。
5.根据权利要求4所述的方法，其中对所述电感器电流进行采样包括测量与耦合到所述功率因数变换器(PFC)的所述电感器的所述开关串联耦合的电阻器两端的电压。
6.根据权利要求1所述的方法，进一步包括根据补偿所确定的平均电感器电流，其中iL，sampled是在所述功率因数变换器(PFC)的开关的导通时间ton的中间采样的电感器电流，Tsw是所述功率因数变换器(PFC)中的所述开关的开关周期，vo是所述功率因数变换器(PFC)的输出电压，以及vg是所述功率因数变换器(PFC)的所述整流电压信号。
7.一种测量功率因数变换器(PFC)的输入功率的方法，所述方法包括：
监测来自所述功率因数变换器(PFC)的输入端的整流电压信号；
确定所述功率因数变换器(PFC)的脉冲计时值；以及
通过将所监测的整流电压信号和所述功率因数变换器(PFC)的所述脉冲计时值相乘以形成相乘的采样，并且对所相乘的采样进行积分来确定所述输入功率。
8.根据权利要求7所述的方法，其中：
监测来自所述功率因数变换器(PFC)的输入端的所述整流电压信号包括对来自所述功率因数变换器(PFC)的输入端的整流电压信号进行采样，以获得采样值；
将所述监测的整流电压信号和所述功率因数变换器(PFC)的所述脉冲计时值相乘以形成所述相乘的采样包括将所述采样值与所述功率因数变换器(PFC)的所述脉冲计时值相乘以形成所述相乘的采样；以及
对所述相乘的采样进行积分包括将所述相乘的采样进行累加。
9.根据权利要求7所述的方法，其中根据确定所述脉冲计时值，
其中ton是所述功率因数变换器(PFC)中的开关的导通时间，tcyc是电流流入所述功率因数变换器(PFC)的电感器的时间，以及Tsw是所述功率因数变换器(PFC)中的开关的开关周期。
10.根据权利要求7所述的方法，其中所述脉冲计时值是从所述功率因数变换器(PFC)的脉冲宽度调制器的输入信号获得的。
11.根据权利要求7所述的方法，进一步包括将所确定的输入功率与第一缩放比例相乘，以形成缩放的测量值。
12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括使用校正因数校正所述缩放的测量值。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括确定所述校正因数包括：
提供测试信号到所述功率因数变换器(PFC)；
使用参考功率计来测量所述功率因数变换器(PFC)的输入功率，以形成参考测量值；
将所述参考测量值和缩放的测量值进行比较；以及
基于所述比较确定所述校正因数。
14.根据权利要求13所述的方法，其中确定所述校正因数进一步包括：
在多个幅度扫描所述测试信号的幅度；以及
确定对应于所述多个幅度的多个校正因数。
15.根据权利要求11所述的方法，其中确定所述输入功率进一步包括使用映射函数将所述相乘的采样映射到校正的输入功率。
16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括确定所述映射函数包括：
提供测试信号到所述功率因数变换器(PFC)；
使用参考功率计测量所述功率因数变换器(PFC)的输入功率，以形成参考测量值；
将所述参考测量值和缩放的测量值进行比较；以及
基于所述比较确定所述映射函数。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述映射函数包括分段线性映射函数。
18.一种电源控制器，包括：
第一接口，被配置为耦合到功率因数变换器(PFC)的整流输入电压；以及
脉冲宽度调制器，具有在被配置为激活所述功率因数变换器(PFC)的开关晶体管的第二接口的输出端，其中所述电源控制器被配置为对所述整流输入电压进行采样以获得采样值，确定脉冲计时值，以及通过将所述采样值与所述脉冲计时值相乘确定输入功率，以形成相乘的采样，并将所述相乘的采样进行累加。
19.根据权利要求18所述的电源控制器，其中根据确定所述脉冲计时值，其中ton是所述功率因数变换器(PFC)中的开关的导通时间，tcyc是电流流入所述功率因数变换器(PFC)的电感器的时间，以及Tsw是所述功率因数变换器(PFC)中的所述开关的开关周期。
20.根据权利要求18所述的电源控制器，其中所述脉冲计时值是从所述功率因数变换器(PFC)的脉冲宽度调制器的输入信号获得的。
21.根据权利要求18所述的电源控制器，其中所述电源控制器进一步被配置为将所累加的相乘的采样与第一缩放因数相乘，以形成缩放的测量值。
22.根据权利要求21所述的电源控制器，其中所述电源控制器进一步被配置为使用校正因数校正所述缩放的测量值。
23.根据权利要求18所述的电源控制器，进一步包括：使用映射函数将所述累加的相乘的采样映射到校正的输入功率。
24.根据权利要求18所述的电源控制器，进一步包括：具有耦合到所述第一接口的输入端的模拟-数字变换器。
25.根据权利要求18所述的电源控制器，进一步包括所述功率因数变换器(PFC)。
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