CN105656510B - 适于多功率级操作的收发器及其方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了适于多功率级操作的收发器及其方法。收发器包括发射/接收端子、接收器输入端子、可缩放阻抗网络、多个功率放大器和接收器。所述可缩放阻抗网络耦合在所述发射/接收端子和所述接收器输入端子之间，并且具有在所述发射/接收端子和所述接收器输入端子之间的按顺序布置的多个抽头，其中，朝向所述发射/接收端子的任何给定抽头的阻抗小于朝向所述发射/接收端子的按顺序布置的多个抽头中若存在的任何随后的抽头的阻抗。所述多个功率放大器按照顺序布置并且具有分别耦合到所述可缩放阻抗网络的所述多个抽头的输出端。任何给定功率放大器的功率高于所述按照顺序布置的多个功率放大器中若存在的任何随后的功率放大器的功率。所述接收器耦合到所述接收器输入端子。

Description

适于多功率级操作的收发器及其方法
技术领域
本公开总体上涉及射频(RF)收发器，并且更具体的，涉及RF收发器的前端电路。
背景技术
RF收发器用于多种现代电子设备中，例如，智能电话、数字收音机、调制解调器、路由器、打印机和互联网网关。最近，已引入了多种通信标准以使用空中(over-the-air)RF传输和实现相对短距离的接收能力，包括距离约为10厘米的近场通信(NFC)、使用诸如“ZigBee”、“蓝牙”和低功耗蓝牙(BTLE)的协议在10到100米操作的个人局域网、以及诸如“WiFi”的无线局域网，“WiFi”的最大距离随环境变化，但是在理想环境下，已测得的最大距离超过300米。这些标准为特定的目的而设计，并且一般具有不同的功率和信号传输要求。然而，很多电子设备现在支持这些标准中的多个标准并为每个标准提供独立的电路，这增加了产品的成本。另外，使用常规天线来设计向发射和接收都提供可接受的特性(例如，合适的发射功率级和针对接收的可接受的噪声系数)的、低成本可靠的收发器是困难的。
附图说明
通过参考附图，可以更好的理解本公开，并且本公开的很多特征和优点对本领域技术人员来说是显而易见的，其中：
图1示出了现有技术的收发器前端电路的示意图；
图2示出了根据本发明实施例的收发器的部分框图和部分示意图；
图3示出了适于用作图2的第一阻抗变换网络的阻抗变换网络的示意图。
图4示出了适于用作图2的第二或任意随后的阻抗变换网络的阻抗变换网络的部分框图和部分示意图；
图5示出了图2的被配置为发射模式的收发器的一部分的部分框图和部分示意图；
图6示出了在N＝2的情况下，实现图2的收发器的收发器的一部分的部分框图和部分示意图。
在不同的附图中使用相同的参考标号来表示相似或相同的项。除非另有说明，词语“耦合”及其相关的动词形式包括通过本领域已知的方式进行的直接连接和间接电连接二者，并且除非另有说明，对直接连接的任何描述还暗含了使用合适的间接电连接方式的替代实施例。
具体实施方式
在一种方式中，收发器包括发射/接收端子、接收器输入端子、多个阻抗变换网络，多个功率放大器和控制器。所述多个阻抗变换网络串联耦合。每个所述阻抗变换网络都具有第一端口和第二端口，其中，第一阻抗变换网络的第一端口耦合到所述发射/接收端子，并且最后一个阻抗变换网络的第二端口耦合到所述接收器输入端子。所述多个阻抗变换网络包括具有谐振模式和终止模式的至少一个可选择的阻抗变换网络。所述多个功率放大器具有分别耦合到所述多个阻抗变换网络中的相应的阻抗变换网络的第二端口的输出端。在接收模式下，所述控制器为所有的所述至少一个可选择的阻抗变换网络选择所述谐振模式并禁用所有的所述功率放大器。在发射模式下，所述控制器使能所述多个功率放大器中的选择的一个功率放大器，并且选择耦合在所述多个功率放大器中的所述选择的一个功率放大器的输出端和所述发射/接收端子之间的所述至少一个可选择的阻抗变换网络中的任意一个阻抗变换网络的所述谐振模式，并且选择耦合在所述多个功率放大器中的所述选择的一个功率放大器的输出端和所述接收器输入端子之间的所述至少一个可选择的阻抗变换网络的第一阻抗变换网络的所述终止模式。
在另一种方式中，收发器包括发射/接收端子、接收器输入端子、可缩放阻抗网络、多个功率放大器和接收器。所述可缩放阻抗网络耦合在所述发射/接收端子和所述接收器输入端子之间，并且具有在所述发射/接收端子和所述接收器输入端子之间的按顺序布置的多个抽头，其中，如果在所述按顺序布置的多个抽头中存在任何随后的抽头，则朝向所述发射/接收端子的任何给定抽头的阻抗小于朝向所述发射/接收端子的随后的抽头的阻抗。所述多个功率放大器按照顺序布置并且具有分别耦合到所述可缩放阻抗网络的所述多个抽头的输出端。任何给定功率放大器的功率高于所述按顺序布置的多个功率放大器中若存在的随后的功率放大器的功率。所述接收器耦合到所述接收器输入端子。
在另一种方式中，一种方法包括第一发射模式、第二发射模式和接收模式。在第一发射模式下，在第一功率级提供发射信号；以及利用可缩放阻抗网络的第一部分将所述发射信号耦合到发射/接收端子，所述可缩放阻抗网络的第一部分具有从所述第一部分的输入端朝向所述发射/接收端子观察到的第一特性阻抗。在第二发射模式下，在第二功率级提供所述发射信号；以及利用可缩放阻抗网络的第二部分将所述发射信号耦合到发射/接收端子，所述可缩放阻抗网络的第二部分具有从所述第二部分的输入端朝向所述发射/接收端子观察到的第二特性阻抗。所述第二特性阻抗大于所述第一特性阻抗。在接收模式下，利用所有的所述可缩放阻抗网络从所述发射/接收端子接收信号。
图1示出了现有技术已知的收发器前端电路100的示意图。收发器前端电路100包括天线110、变压器120、低噪声放大器(LNA)130和功率放大器140。变压器110具有初级绕组和次级绕组，初级绕组具有连接到天线110的第一端和接地的第二端，次级绕组具有第一端、第二端和中心抽头，所述中心抽头连接到标记为“VDD”的电源电压端。VDD相对于地来说为正，并且具有标称电压，例如，3.0伏。LNA 130具有分别连接到变压器120的次级绕组的第一端和第二端的第一输入端和第二输入端，并且第一输出端和第二输出端用于提供具有分别标记为“RFIN +”和“RFIN -”的分量的差分接收信号。功率放大器140包括N沟道金属-氧化物-半导体(MOS)晶体管142、144、146和148。晶体管142和146具有厚的栅氧化层并且在它们的漏极可以承受较高的电压摆幅。晶体管144和148可以是具有较薄的栅氧化层和较小的输入的输入电容的低电压设备。晶体管142具有连接到变压器120的次级绕组的第二端的漏极、接收标记为“VBIAS”的电压的栅极、和源极。晶体管144具有连接到晶体管142的源极的漏极、接收标记为“RFOUT +”的信号的栅极和接地的源极。晶体管146具有连接到变压器120的次级绕组的第一端的漏极、接收电压VBIAS的栅极、和源极。晶体管148具有连接到晶体管146的源极的漏极、接收标记为“RFOUT -”的信号的栅极和接地的源极。
在工作时，收发器前端电路100在接收模式和发射模式工作。在接收模式中，信号RFOUT +和RFOUT -接地。LAN 130工作并将RFIN +和“RFIN -之间的差分信号提供给图1未示出的其他接收器电路。所述其他接收器电路包括：例如，滤波器、混合器、放大器、解调器等，其将基于应用而变化。变压器120提供单端信号进行差分转换和阻抗变换，以便初级线圈的阻抗与发射功率级相称。
在发射模式下，包括LNA 130的接收器电路不活动，而功率放大器140活动。功率放大器140接收并放大RFOUT +和RFOUT -之间的差分信号以将期望的功率级的差分信号提供给变压器120。晶体管142和144共源共棚连接以提供从输出(变压器的次级绕组)到输入RFOUT +和RFOUT -(图1中的)的隔离，并且还提供过压保护。功率放大器140将适于所支持标准的功率级的输出信号提供给变压器120。例如，如果功率放大器140支持被称为Zibee的标准，则其提供+20dBm(相对于1毫瓦的功率级的分贝)的输出功率级。如果功率放大器140支持被称为蓝牙的标准，则其提供0dBm的输出功率级。变压器120的电阻(被称为RP)也需要基于支持的功率级而变化以保持功率效率。
例如，输出功率由下面的等式(1)给出：
Figure BSA0000124655980000041
其中，RP是功率放大器看到的变压器120的差分阻抗。例如，如果RDISS为+20dBm，并且VDD＝3V，则RP＝100Ω。该关系意味着，对于给定的电源电压VDD的值，较高的发射功率要求RP值较低。
然而，这种前端架构存在问题。首先，VDD值过高导致LNA 130的输入端上的输入电压摆幅较大。例如，如果VDD＝3V，则LNA 130的输入端看到6V的峰间摆幅，这变成了可靠性问题，这是因为当使用低电压CMOS技术实现收发器前端电路100时，其能够导致栅穿效应(gate rupture)。另外，因为高电压晶体管的单位增益电流频率(Ft)差并从而导致内部的级联节点处的输入电容大并且带宽较差，所以在LNA中使用高电压晶体管来替代低电压CMOS晶体管是不可行的。
其次，LNA 130的噪声系数(NF)由下述等式给出：
Figure BSA0000124655980000042
其中，Gm是LNA 130的跨导。基于该等式，对于给定的Gm来说，NF与RP成反比，并且要获得较低的NF，就需要使RP较高。然而，该关系使得在选择RP值时，需要在较高的发射功率(要求较小的RP)和为了较好的接收质量而使NF较低(要求较大的RP)之间进行权衡。
第三，不同的通信标准(例如，ZigBee和BTLE)规定了不同的发射功率级。因此，对于给定的VDD来说，当工作在不同于一个发射功率级的发射功率级时，为所述一个发射功率级选择的RP值(其中，RP是变压器的次级线圈的阻抗)可能会降低功率效率。
图2示出了根据本发明实施例的、形成收发器200的部分框图和部分示意图。收发器200一般包括天线210、发射/接收端子220、一组阻抗变换网络(ITN)230、接收器输入端子240、一组功率放大器250、接收器260、发射器270和控制器280。天线210连接到接收/发射端子220。阻抗变换网络230连接在接收/发射端子220和接收器输入端子240之间，并且包括一组串联的N个独立的阻抗变换网络，如图2所示，其中，代表性的ITN 232、234和236分别由“ITN0”、“ITN1”和“ITNN-1”标记。每个ITN都具有第一端口和第二端口。ITN 232的第一端口连接到接收/发射端子220。ITN 234的第一端口连接到ITN 232的第二端口。每个ITN按照这种方式在接收/发射端子220和接收器输入端子240之间串联连接，这样，ITN 236的第二端口连接到接收器输入端子240。功率放大器250包括N个功率放大器，如图2所示，所述N个功率放大器包括一组分别由“PA0”、“PA1”和“PAN-1”标记的代表性的功率放大器252、254和256。功率放大器252、254和256分别具有连接到阻抗变换网络232、234和236的第二端口的输出端。接收器260具有连接到接收器输入端子240的输入端。图2示出的是LNA 262形式的接收器260中的代表性的电路，但是，接收器260包括图2未示出的附加电路。发射器270具有连接到每个功率放大器250的相应输入端的输出端。控制器280具有一组控制输出端，所述一组控制输出端包括连接到每个ITN以设定ITN的模式的一组选择信号和用于使能收发器200中的其他电路的一组使能信号。
在工作时，收发器200使用常规天线210通过单个发射/接收端子220提供对RF信号的发射和接收。收发器200工作在发射模式和接收模式。
在发射模式中，收发器200通过基于选择的功率要求选择功率放大器250中的一些特定功率放大器而支持多个子模式。ITN 230在接收/发射端子220和接收器输入端子240之间形成可缩放阻抗网络。每个ITN的第二端子形成抽头，其中，朝向接收/发射端子220的任何给定抽头的阻抗小于随后的抽头的阻抗(如果存在随后的抽头的话)。例如，如图2所示，朝向接收/发射端子220的ITN 232的第二端口的阻抗被标记为“R0”，并且是最小的阻抗；朝向接收/发射端子220的ITN 234的第二端口的阻抗被标记为“R1”，并且是第二小的阻抗；以此类推，直到朝向接收/发射端子220的ITN 236的第二端口的阻抗被标记为“RN-1”，并且是最大的阻抗。按照顺序布置功率放大器250，以使得最高的功率放大器是功率放大器252，次高的功率放大器是功率放大器254，以此类推，直到功率放大器256，其输出的功率最低。功率放大器250连接到ITN 230的抽头，以便任何给定功率放大器的功率大于按顺序布置的多个功率放大器中的随后的功率放大器的功率(如果存在随后的功率放大器的话)。
控制器280提供一组使能信号(ENABLE SIGNAL)，以使能对应于选择的功率规格的功率放大器，并禁用其他功率放大器。控制器280还提供一组选择信号(SELECT SIGNAL)，以基于连接到相应的选择的功率放大器的抽头，将ITN 234至236置于两种模式中的一种。ITN232-236的第一种模式被称为谐振模式，其中，ITN将一系列阻抗增加到之前的阻抗。第二种模式被称为终止模式，其中，ITN将其第二端口的端子连接到一起以终止从发射/接收端子220到接收器260的方向中的信号。控制器280提供选择信号以将所有“上游”的ITN(即，朝向天线210)置于谐振模式，并将所有“下游”的ITN(即，远离天线210)置于终止模式。因此，在发射模式中，控制器280将任何一个下游ITN的第二端口的端子短路，以消除LNA 262的输入端子上的大的信号摆幅。
在接收模式中，控制器280向处于非活动状态的所有设备提供使能信号。控制器280还提供所有选择信号以将ITN 230中的所有ITN选择为谐振模式。
收发器200解决了之前提到的与图1的收发器前端电路100相关的问题。首先，其通过对任何一个下游ITN使用终止模式来避免在LNA 262的输入端的大的电压摆幅，提高了可靠性。其次，其通过基于选择的功率要求，在接收模式提供高输入阻抗RP(从而降低了RF)，而在发射模式提供可缩放的输出阻抗，避免了在功率和NF之间的权衡。第三，其通过使用连接到可缩放阻抗网络的各个抽头的多个功率放大器，利用单个发射/接收端子220和常规天线210支持多个功率输出标准。
现在将描述可用于ITN 232以及ITN 234和236的ITN的结构。
图3示出了适于用作图2的第一阻抗变换网络ITN 232的阻抗变换网络300的示意图。阻抗变换网络300具有第一端口、第二端口和偏置端子350，第一端口分别具有第一节点310和第二节点320，第二端口分别具有第三节点330和第四节点340。偏置端子350连接到VDD。阻抗变换网络300利用均衡/不均衡(BALUN)配置的变压器来实现，其中，第一端口的第一端子将单端发射信号提供给天线或者从天线接收单端接收信号，并且第一端口的第二节点320接地。第二端口的第三节点330和第四节点340提供差分信号。变压器具有初级绕组360和次级绕组370。初级绕组360和次级绕组370之间的匝数比可以是1∶1或者更高(例如，1∶2或者1∶4)。通过使用可在流行的CMOS制造工艺中实现的相应的片上磁耦合电感器来集成片外变压器，可以降低实施阻抗变换网络300的成本。注意，INT 300通常用于发射模式和接收模式，因此不需要选择信号来改变其模式。
图4示出了适于用作图2的第二或者任何随后的阻抗变换网络(ITN 234和236)的阻抗变换网络400的部分框图和部分示意图。阻抗变换网络400具有第一端口和第二端口，第一端口分别具有第一节点401和第二节点402，第二端口分别具有第三节点403和第四节点404。如果阻抗变换网络是序列中的第i个阻抗变换网络，则第一端口连接到ITNi-1的第二端口，并且第二端口连接到ITNi+1的第一端口(如果存在的话)。
阻抗变换网络400还包括阻抗元件410、420、430、440和450以及开关460和470。阻抗元件410连接在节点401和节点403之间并具有标记为“Za”的阻抗。阻抗420连接在节点402和节点404之间并具有标记为“Za”的阻抗。阻抗元件430具有连接到节点401的第一端子且具有第二端子，并具有阻抗Za。阻抗元件440具有第一端子和连接到节点402的第二端子，并且具有阻抗Za。阻抗元件450连接在节点403和节点404之间并且具有标记为“Zb”的阻抗。开关460具有连接到阻抗元件430的第二端子的第一端子、连接到阻抗元件440的第一端子的第二端子、和用于接收标记为“Si”的控制信号的控制端子。开关470具有连接到节点403的第一端子、连接到节点404的第二端子、和用于接收标记为“Si”的控制信号的控制端子，其中，控制信号
Figure BSA0000124655980000071
是控制信号Si的补数。
当Si＝0并且
Figure BSA0000124655980000072
时，阻抗变换网络400工作在谐振模式，并且，当Si＝1并且
Figure BSA0000124655980000081
时，阻抗变换网络400工作在终止模式。在谐振模式，开关460闭合而开关470断开。在终止模式，开关460断开而开关470闭合，节点403和404短接到一起，并且第一端口的阻抗等于2Za。在一个实施例中，阻抗元件410、420、430和440是电容器，而阻抗元件450是电感器。在替代实施例中，阻抗元件410、420、430和440是电感器，而阻抗元件450是电容器。
图5示出了图2的被配置为发射模式的收发器200的一部分500的部分框图和部分示意图。部分500包括一组阻抗变换网络510、一组功率放大器540和LNA 562。阻抗变换网络510包括第一ITN 520和第二ITN 530，其中，ITN 520的第一端口连接到上游ITN(图5未示出)的第二端口，ITN 530的第一端口连接到ITN 520的第二端口，并且ITN 530的第二端口连接到LNA 562的输入端。功率放大器540包括三个功率放大器，所述三个功率放大器包括分别标记为“PAN-3”、“PAN-2”和“PAN-1”的功率放大器542、544和546。功率放大器542具有连接到上游ITN(图5未示出)的第二端口的输出端。功率放大器544和546分别具有连接到ITN520和530的第二端口的输出端。
如图5所示，收发器被配置为支持对应于功率放大器544的功率输出级，并且控制器280通过使功率放大器542和546(虚线示出的)的相应的使能信号不活动而禁用所述功率放大器542和546。控制器280使能功率放大器544，并将上游ITN 520配置为谐振模式，而将下游ITN 520配置为终止模式。图5示出的ITN 520和530具有的阻抗元件与它们在该例子中的配置相同。因此，ITN 520被示出为具有阻抗元件521-525，而ITN 530被示出为仅具有阻抗元件531和532。如图5所示，功率放大器544看到终止于等于2Za的阻抗的下游路径和具有有效阻抗RP的上游路径。还应注意的是，在发射模式，阻抗元件531和532的第二端子被短接到一起，从而LNA 562看不到有害的电压摆幅。
注意，图2和图5示出的收发器支持N个不同的功率级，其中，N是大于等于2的任意整数值。在某些特定的有用的实施例中，N等于2，并且现在将示出这种配置。
图6示出了在N＝2的情况下，实现图2的收发器200的收发器600的一部分的部分框图和部分示意图。收发器600包括连接到发射/接收端子620的天线610，并且包括一组ITN630，所述一组ITN 630形成连接在发射/接收端子620和接收器输入端子640之间的可缩放阻抗变换网络。收发器600还包括一组功率放大器650和具有连接到接收器输入端子640的LNA 662的接收器660。ITN 630包括ITN 632和ITN 634，所述ITN 632采用按照BALUN配置的变压器的形式。变压器632具有第一端口和第二端口，所述第一端口具有连接到发射/接收端子620的第一节点和接地的第二节点，所述第二端口具有第三节点和第四节点。变压器632具有连接在第一节点和第二节点之间的第一绕组和连接在第三节点和第四节点之间的第二绕组。无论何种模式，一般都会使用ITN 632，所以ITN 632一般不接收选择信号。OTN634具有一组电容器和电感器，其中，电容器具有相同的电容值C，并且电感器具有电感值L。由标记为
Figure BSA0000124655980000091
的选择信号控制的第一开关断开和闭合以选择性地连接到ITN 634的第一节点和第二节点之间的两个电容器，并且由标记为“S1”的选择信号控制的第二开关断开和闭合以端接ITN 634的第三节点和第四节点。标记为“PA0”的第一功率放大器652具有连接到ITN 632的第二端口的输出端，并且标记为“PA1”的第二功率放大器654具有连接到ITN 634的第二端口的输出端。在要求较高功率(例如，ZigBee标准要求的+20dBm)的第一发射模式，使能PA0并禁用PA1，信号
Figure BSA0000124655980000092
为低并且信号S1为高。在要求较低功率(例如，BTLE标准要求的0dBm)的第二发射模式，禁用PA0并使能PA1，信号
Figure BSA0000124655980000093
为高并且信号S1为低，使ITN 634工作在谐振模式。
因此，已经描述的收发器利用可缩放阻抗变换网络工作，在发射模式允许多个发射功率级，但是在接收模式实现用于好的NF的相对高的阻抗。另外，当使用低电压CMOS制造工艺进行制造时，通过在发射模式期间减少或消除接收器输入端上的电压摆幅，其可靠的工作。另外，利用可用的低电压CMOS制造工艺，可以将除了天线之外的所有部件便宜地实现在单个集成电路上。
认为上述的主题是示例性的，而非限制性的，并且所附的权利要求书旨在覆盖所有的这些修改、增加和落入权利要求的实际范围内的其他实施例。例如，可以根据上文描述的原理来构建任意数量的N个不同功率级的收发器，其中，N是大于等于2的整数。另外，阻抗变换网络可以具有根据支持的功率级而变化的阻抗，并且可以利用制造在单个集成电路芯片上的电容器和电感器来实现阻抗变换网络，或者可以利用使用集成无源器件技术并安装在相同的集成电路包上的两个芯片来实现阻抗变换网络。接收器的输入电路可以是如所示出的LNA，或者另一个电路(例如，混合器)。可以使用不同的晶体管类型(例如，N沟道MOS晶体管、P沟道MOS晶体管或者上述两种类型的晶体管的各种组合)来制作功率放大器、开关、LNA、混合器和其他有源电路部件。
因此，为了获得法律允许的最大保护范围，本发明的范围由下面的权利要求书和它们的等价物的最宽的可允许的解释限定，并且不应由前述的细节描述限制或限定。

Claims (20)

1.一种收发器，包括：
发射/接收端子；
接收器输入端子；
多个串联耦合的阻抗变换网络，每个所述阻抗变换网络都具有第一端口和第二端口，其中，第一阻抗变换网络的第一端口耦合到所述发射/接收端子，并且最后一个阻抗变换网络的第二端口耦合到所述接收器输入端子，所述多个阻抗变换网络包括具有谐振模式和终止模式的至少一个可选择的阻抗变换网络；
多个功率放大器，其具有分别耦合到所述多个阻抗变换网络中的相应的阻抗变换网络的第二端口的输出端；以及
控制器，所述控制器在接收模式下为所有的所述至少一个可选择的阻抗变换网络选择所述谐振模式并禁用所有的所述多个功率放大器，并且在发射模式下使能所述多个功率放大器中的选择的一个功率放大器，并且选择耦合在所述多个功率放大器中的所述选择的一个功率放大器的输出端和所述发射/接收端子之间的所述至少一个可选择的阻抗变换网络中的任意一个阻抗变换网络的所述谐振模式，并且选择耦合在所述多个功率放大器中的所述选择的一个功率放大器的输出端和所述接收器输入端子之间的所述至少一个可选择的阻抗变换网络中的第一个的所述终止模式。
2.根据权利要求1所述的收发器，其中，每个选择性使能的阻抗变换网络包括：
第一节点、第二节点、第三节点和第四节点；
第一阻抗元件，耦合在所述第一节点和第三节点之间；
第二阻抗元件，耦合在所述第二节点和第四节点之间；
第三阻抗元件，具有第一端子和第二端子，所述第一端子耦合到所述第一节点；
第四阻抗元件，具有第一端子和耦合到所述第二节点的第二端子；
第五阻抗元件，耦合在所述第三节点和第四节点之间；
第一开关，用于响应于选择信号的补数而将所述第三阻抗元件的所述第二端子耦合到所述第四阻抗元件的所述第一端子；以及
第二开关，其用于响应于所述选择信号而将所述第三节点耦合到所述第四节点。
3.根据权利要求2所述的收发器，其中，所述第一、第二、第三和第四阻抗元件包括电容器，并且所述第五阻抗元件包括电感器。
4.根据权利要求2所述的收发器，其中，所述第一、第二、第三和第四阻抗元件包括电感器，并且所述第五阻抗元件包括电容器。
5.根据权利要求1所述的收发器，其中，所述第一阻抗变换网络包括均衡/不均衡的变压器。
6.根据权利要求5所述的收发器，其中，所述多个阻抗变换网络、所述多个功率放大器和所述控制器被组合到单个集成电路上。
7.根据权利要求1所述的收发器，其中，所述多个阻抗变换网络中的每个阻抗变换网络比所述串联耦合的所述多个阻抗变换网络中若存在的前一个阻抗变换网络具有更大的特性阻抗。
8.根据权利要求7所述的收发器，其中，耦合到所述第一阻抗变换网络的所述第二端口的第一功率放大器比耦合到第二阻抗变换网络的所述第二端口的第二功率放大器输出更高的功率级，在所述串联耦合的所述多个阻抗变换网络中，所述第二阻抗变换网络在所述第一阻抗变换网络之后。
9.根据权利要求1所述的收发器，进一步包括：
接收器，其耦合到所述接收器输入端子；以及
发射器，其耦合到所述多个选择性使能的功率放大器的输入端。
10.根据权利要求9所述的收发器，其中，所述接收器包括具有耦合到所述接收器输入端子的输入端的低噪声放大器，所述低噪声放大器具有跨导特性。
11.根据权利要求9所述的收发器，其中，所述接收器包括具有耦合到所述接收器输入端子的输入端的混合器，所述混合器具有跨导特性。
12.一种收发器，包括：
发射/接收端子；
接收器输入端子；
可缩放阻抗网络，耦合在所述发射/接收端子和所述接收器输入端子之间，并且具有在所述发射/接收端子和所述接收器输入端子之间的按顺序布置的多个抽头，其中朝向所述发射/接收端子的任何给定抽头的阻抗小于朝向所述发射/接收端子的所述按顺序布置的多个抽头中若存在的随后的抽头的阻抗；
多个功率放大器，其按照顺序布置并且具有分别耦合到所述可缩放阻抗网络的所述多个抽头的输出端，其中任何给定功率放大器的功率高于所述按顺序布置的多个功率放大器中的若存在的随后的功率放大器的功率；以及
接收器，耦合到所述接收器输入端子。
13.根据权利要求12所述的收发器，进一步包括：
控制器，所述控制器在接收模式下禁用所有的所述功率放大器，并且在发射模式下使能所述多个功率放大器中的选择的一个功率放大器。
14.根据权利要求13所述的收发器，其中：
所述控制器在所述发射模式下终止在所述多个功率放大器中的所述选择的一个功率放大器和所述接收器输入端子之间的所述多个功率放大器中的所述选择的一个功率放大器的输出。
15.根据权利要求14所述的收发器，其中：
所述接收器输入端子包括差分输入端子；以及
所述控制器在所述发射模式下进一步地短接所述差分输入端子。
16.根据权利要求14所述的收发器，其中：
所述多个功率放大器中的第一功率放大器支持由Zigbee标准指定的输出功率；以及
所述按顺序布置的所述多个功率放大器中的所述第一功率放大器的随后的一个功率放大器支持由蓝牙标准指定的输出功率。
17.一种在收发器中使用的方法，包括：
在第一发射模式下：
在第一功率级提供发射信号；以及
利用可缩放阻抗网络的第一部分将所述发射信号耦合到发射/接收端子，所述可缩放阻抗网络的第一部分具有一个或多个抽头并且具有从所述第一部分的输入端朝向所述发射/接收端子的第一特性阻抗，在第二发射模式下：
在第二功率级提供所述发射信号；以及
利用可缩放阻抗网络的第二部分将所述发射信号耦合到发射/接收端子，所述可缩放阻抗网络的第二部分具有一个或多个抽头并且具有从所述第二部分的输入端朝向所述发射/接收端子的第二特性阻抗，其中，所述第二特性阻抗大于所述第一特性阻抗，以及
在接收模式下：
利用所有的所述可缩放阻抗网络从所述发射/接收端子接收信号。
18.根据权利要求17所述的方法，包括：
在所述第一发射模式或所述第二发射模式下：
终止从所述第一部分和第二部分的输入端朝向接收器输入端子的所述发射信号。
19.根据权利要求18所述的方法，进一步包括：
在所述第一发射模式或所述第二发射模式下：
短接所述接收器输入端子的第一和第二差分输入。
20.根据权利要求17所述的方法，进一步包括：
在所述接收模式下：
将接收器输入端子处的电压转换为电流。
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