CN105634289A - 全桥llc谐振dc/dc变换器的输出电压控制装置以及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置以及方法，分别以频率和占空比为调节对象，根据采样到的输出电压和参考输出电压计算得到频率值fd和占空比k，如果频率值小于预设的频率值上限，根据频率值fd生成八只开关管的PWM波，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，否则根据占空比k生成PWM波，其中四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比均为初始值，八只开关管的PWM波的频率值均为频率值上限，并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2。本发明采用频率值和占空比相结合的方式实现变换器宽范围的输出电压。

Description

全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置以及方法
技术领域
本发明属于DC/DC变换器控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置以及方法。
背景技术
随着社会的快速发展，大众对能源、环境等问题的日益关注，电动汽车作为新型汽车，以其在环保方面的突出优势成为新型汽车的重要发展发向。为了提高电动汽车的适用性，需要缩短电动汽车电池的充电时间，那么就需要对高压大功率变换器进行深入研究。目前在电动汽车充电机的研究当中，三相功率因数校正一般以三相380VAC±20％输入，经过其中的整流拓扑后直流母线电压较高，增加了后级直流变换器开关管上的电压应力，因此采用合适的软开关DC/DC变换器以及相应的控制方法是很有必要的。
目前应用最广泛的DC/DC变换器是移相全桥ZVS(ZeroVoltageSwitch，零电压开关)PWM(PulseWidthModulation，脉宽调制)变换器，而现有的各种移相全桥DC/DC变换器有其各自的优点，但是都存在轻载时难以实现ZVS，副边整流二极管反向恢复的问题以及输入电压和转换器转换效率矛盾等缺点，而全桥LLC谐振DC/DC变换器可以改善这些缺点，从而成为研究热点。
图1是全桥LLC谐振DC/DC变换器的电路图。如图1所示，Vin表示输入直流电压源，C1和C2为输入分压电容，其容值较大；8只开关管组成了全桥变换器的四只桥臂，将每只桥臂中与输入直流电压源连接的开关管记为Qi1(即图1中Q11～Q41)，另一只与Qi1连接的开关管记为Qi2(即图1中Q12～Q42)，i＝1,2,3,4；每只开关管上并联一个吸收电容Crij同时反向并联二极管Dij，j＝1,2；谐振电感、谐振电容Cr串联在变压器Tr原边，与并联在变压器Tr原边的励磁电感Lm构成谐振网络；使用飞跨电容C3、C4和4只二极管VD1～VD4使得开关管的电压钳位在Vin/2；变压器Tr副边采用二极管DR1～DR4进行整流。
应用于电动汽车充电机的DC/DC变换器需要满足两个条件：
1、实现DC/DC变换器中主开关管的零电压开关(ZVS)；
2、经过三相PFC整流后，DC/DC变换器的输入直流电压在550V～800V的范围之间，而输出电压Vo的范围一般为0.3Vin＜Vo＜Vin，且一般的电动汽车充电机中采用的高频变压器的变比基本上为1:1，因此整个变换器需要工作在降压模式。
对于全桥LLC谐振DC/DC变换器而言，只要确定其输入阻抗Zin的性质，就可以确定实现ZVS的条件，而Zin的性质由Zin的虚部Im(Zin(jws))决定，当Im(Zin(jws))＞0时Zin(jws)为感性；当Im(Zin(jws))＜0时Zin(jws)为容性；当Im(Zin(jws))＝0时，Zin(jws)为纯阻性，ws表示开关角频率。设置变压器Tr的变比N为1:1，令Q＝(w0Lr)/R，仿真得到全桥LLC谐振DC/DC变换器的不同Q值下输入阻抗虚部变化图。
图2是不同负载下输入阻抗虚部变化图。如图2所示，输入阻抗的虚部Im(Zin(jws))的过零点与负载大小(Q值)有关：当开关角频率ws小于谐振角频率wo时，Im(Zin(jws))的过零点所对应的频率值随着负载减小而增大，且极限值为ws＝wo；当开关角频率ws大于谐振角频率wo时，Im(Zin(jws))的值与负载的大小无关，恒为正值。
根据图2可以划分出全桥LLC谐振DC/DC变换器的工作区域。图3是不同负载下工作区域划分示意图。如图3所示，划分出三个工作区域，虚线表示工作区域的边界。当变换器工作在区域1和区域2时，即图2中Im(Zin(jws))＞0的部分，变换器的开关管为ZVS；当变换器工作在区域3时，即图2中Im(Zin(jws))＜0的部分，变换器的开关管为ZCS。
由于区域1和区域2均可实现主开关管的ZVS。当ws＞wo时，变换器工作在区域1中，无论负载如何变化，主开关管都能实现ZVS；而当ws＜wo时，只有重载时，才能工作在区域2中，能实现ZVS，轻载时只能工作在区域3不能实现ZVS。同时为了满足充电机的需求，全桥LLC谐振DC/DC变换器需工作在降压模式，区域1完全可以满足，而在区域2中为升压模式。综上可知，既要满足开关管实现ZVS条件，同时又要使DC/DC变换器工作在降压模式，全桥LLC谐振DC/DC变换器必须工作在区域1，通过改变开关管的开关频率即可控制输出电压。
由于充电机要求输出电压Vo与输入电压的比值M的变化范围一般很宽，大约在[0.3,1]，而在区域1时变压比M随频率变化的速度缓慢，特别是当负载小(即Q值大)时，M随频率变化的速度更慢。此时要得到更低的输出电压，则开关管必须工作在很高的频率中，然而由于过高的开关频率会受到硬件电路的制约，因此不能长时间使开关管以过高的频率工作，故一般的只使用频率进行控制的控制方法不能运用于宽范围输出电压的充电机控制中。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的宽范围电压输出控制装置以及方法，采用频率和占空比相结合的方式，实现宽范围的输出电压。
为实现上述发明目的，本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置包括电压采样模块、频率调节电压控制模块、占空比调节电压控制模块、频率比较模块、选通模块、驱动信号生成模块，其中：
电压采样模块采集全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo，分别发送给频率调节电压控制模块、占空比调节电压控制模块；
频率调节电压控制模块根据接收到的输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref，计算得到开关管驱动信号的频率值fd，分别发送给频率比较模块和选通模块；
占空比调节电压控制模块根据接收到的输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref，计算得到开关管驱动信号的占空比k，发送给选通模块；
频率比较模块接收频率值fd，与频率值上限进行比较，当向选通模块输出有效电平信号，当向选通模块输出无效电平信号；
选通模块接收频率比较模块发送的电平信号，当电平信号为有效电平信号，选通与频率调节电压控制模块之间的通路，接收频率值fd转发给驱动信号生成模块；当电平信号为无效电平信号，选通与占空比调节电压控制模块之间的通路，接收占空比k转发给驱动信号生成模块；
驱动信号生成模块根据接收到的频率值fd或占空比k，生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管：当所接收信号为频率值fd时，令八只开关管的PWM波的频率值均为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于其余同属一只桥臂的开关管Qi2；当所接收信号为占空比k时，四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比均为初始值，八只开关管PWM波的频率值均为并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2。
本发明还提供了一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制方法，包括以下步骤：
S1：采集全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo；
S2：以频率作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的频率值fd；同时以占空比作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的占空比k；
S3：如果频率值表示频率值上限，如果是，进入步骤S4，否则进入步骤S5；
S4：根据接收到的频率值f生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管，令八只开关管的PWM波的频率值为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，返回步骤S1；
S5：根据接收到的占空比k，生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管，其中四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比为初始值，八只开关管PWM波的频率值均为并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，返回步骤S1。
本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置以及方法，分别以频率和占空比为调节对象，根据采样到的输出电压和参考输出电压计算得到频率值fd和占空比k，如果频率值小于预设的频率值上限，根据频率值fd生成八只开关管的PWM波，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，否则根据占空比k生成PWM波，其中四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比均为初始值，八只开关管的PWM波的频率值均为频率值上限，并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2。
本发明采用频率值和占空比相结合的方式来控制输出电压，这种控制方式不会受到硬件电路的限制，并且该控制方式适合于宽范围、高电压输入，以及宽范围电压输出的场合，适合应用于给汽车电池充电的充电机中。
附图说明
图1是全桥LLC谐振DC/DC变换器的电路图；
图2是不同负载下输入阻抗虚部变化图；
图3是不同负载下工作区域划分示意图；
图4是本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置的具体实施方式结构图；
图5是本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制方法的具体实施方式流程图；
图6是频率调节前后两个控制周期的驱动信号波形图；
图7是占空比调节前后三个控制周期的驱动信号波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。
为了更好地说明本发明的技术方案，首先对本发明所基于的原理进行简要说明。
本发明采用频率和占空比相结合的方式来控制电压输出，通过采用一般的扩展描述函数法建模可知，调节占空比也可以改变输出电压，并且在改变占空比时，固定开关频率为一大于本征谐振频率的值不变，则基波频率不会变，变换器的输入阻抗也不会变，仍然呈感性，可知调节占空比仍可以实现ZVS。一套完整的DC/DC变换器硬件电路，有该硬件电路所能承受的最高工作频率。然而根据器件的选型和参数的不同，其硬件电路所能承受的最高工作频率也不同。因此为了保护硬件电路的设计与安全性，本发明设置了开关管的驱动信号频率的范围，驱动信号频率fd在本征谐振频率与变换器硬件电路所能承受的最高频率的80％之间变化，也就是驱动信号频率fd的上限当驱动信号的频率fd达到上限时，就不调整驱动信号的频率，而是调整驱动信号的占空比k。
图4是本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置的具体实施方式结构图。如图4所示，本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置包括电压采样模块1、频率调节电压控制模块2、占空比调节电压控制模块3、频率比较模块4、选通模块5、驱动信号生成模块6，下面对每个模块进行详细说明。
电压采样模块1采集全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo，分别发送给频率调节电压控制模块2、占空比调节电压控制模块3。
频率调节电压控制模块2是以开关管驱动信号的频率值作为调节对象，来对变换器的输出电压Vo进行控制。频率调节电压控制模块2根据接收到的输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref，计算得到开关管驱动信号的频率值fd，分别发送给频率比较模块4和选通模块5。频率调节电压控制模块2可以采用现有技术中任意一种电压控制器，根据实际需要进行选择，本实施例中采用PI控制器。
占空比调节电压控制模块3是以开关管驱动信号的占空比作为调节对象，来对变换器的输出电压Vo进行控制。占空比调节电压控制模块3根据接收到的输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref，计算得到开关管驱动信号的占空比k，发送给选通模块5。同样地，占空比调节电压控制模块3可以采用现有技术中任意一种电压控制器，根据实际需要进行选择，本实施例中采用PI控制器。
频率比较模块4接收频率值fd，与频率值上限进行比较，当向选通模块5输出有效电平信号，当向选通模块5输出无效电平信号。本实施例中，频率比较模块4包括频率-电压转换器和电压比较器，先将频率值fd通过频率电压转换器转换成电压值，然后与频率值上限对应的电压值进行比较，电压值大则说明频率值大。
选通模块5接收频率比较模块4发送的电平信号，当电平信号为有效电平信号，选通与频率调节电压控制模块3之间的通路，接收频率值fd转发给驱动信号生成模块6；当电平信号为无效电平信号，选通与占空比调节电压控制模块3之间的通路，接收占空比k转发给驱动信号生成模块6。本发明中的选通模块5实质上就是一个二选一开关。本实施例中选通模块5的有效电平信号为高电平。
驱动信号生成模块6根据接收到的频率值fd或占空比k，生成PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管：当所接收信号为频率值fd时，令八只开关管的PWM波的频率值均为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2；当所接收信号为占空比k时，四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的占空比为初始值，八只开关管PWM波的频率值均为并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2。频率值初始值一般为变换器的本征谐振频率，占空比初始值根据实际需要设置，其范围一般设置为30％～50％。
本发明中设置每个开关管Qi1的关断时刻早于同属一只桥臂的开关管Qi2，有助于确保变换器三电平的实现。本发明中输出电压控制时只调整PWM波的频率或者占空比，其他PWM波的相关参数根据全桥LLC谐振DC/DC变换器的实际要求进行设置即可。
图5是本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制方法的具体实施方式流程图。如图5所示，本发明全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制方法包括以下步骤：
S501：输出电压采样：
采集全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo。
S502：两种电压控制：
以频率作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的频率值fd。
以占空比作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的占空比k。
电压控制是一种常用技术，可以根据需要来选择具体的算法，本实施例采用PI控制算法。
S503：判断是否频率值表示频率值上限，如果是，进入步骤S504否则进入步骤S505。
S504：调整驱动信号频率：
根据接收到的频率值f生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管，令八只开关管的PWM波的频率值为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，返回步骤S501。
S505：调整驱动信号占空比：
根据接收到的占空比k生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管，其中四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比为初始值，八只开关管PWM波的频率值均为并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，返回步骤S501。
实施例
为了说明本发明的技术效果，采用一个具体实施例进行仿真验证。在本次仿真验证中，全桥LLC谐振DC/DC变换器的参数设置如下：谐振电容Cr＝90nF，谐振电感Lr＝29.45μH，励磁电感Lm＝187μH，负载R＝100Ω，输入电压Vin＝700V，高频变压器Tr的变比N＝1:1，本征谐振频率为硬件电路所能承受的最高频率fmax＝188kHz，那么频率值上限 f ^ d = 0.8 f m a x = 150.4 k H z .
根据图1所示的全桥LLC谐振DC/DC变换器拓扑搭建matlab/simulink仿真电路，并根据图4所示的全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置搭建控制模型，两个电压控制模块均采用PI控制器。全桥LLC谐振DC/DC变换器中各开关管驱动信号的频率值初始值设置为本征谐振频率f0，每个桥臂中开关管Qi1的占空比初始值设置为40％，另外四只开关管Qi2的占空比初始值设置为45％。本次验证中开关管Q11和Q41的驱动信号波形一致，开关管Q21和Q31的驱动信号波形一致，开关管Q12和Q42的驱动信号波形一致，开关管Q22和Q32的驱动信号波形一致。
假定当前根据PI控制器得到的频率值116.3KHz小于开关管Qi1的占空比保持40％不变，开关管Qi2的占空比保持45％不变，按照频率值116.3KHz生成八只开关管的PWM波。图6是频率调节前后两个控制周期的驱动信号波形图。图6中展示了开关管Q11、Q31和开关管Q12、Q32的驱动信号波形，开关管Q21、Q41、Q22、Q42的波形分别与Q31、Q11、Q32、Q12的驱动信号相同。通过图6可知，当固定占空比不变，随着频率逐渐增大(周期逐渐减小)，以频率控制时，能够实现开关管的零电压开关(ZVS)。
假定当前根据PI控制器得到的频率值152KHz大于令八只开关管的频率值保持150.4KHz不变，根据PI控制器得到的占空比生成四只开关管Qi1的PWM波，按照占空比初始值45％生成四只开关管Qi2的PWM波。图7是占空比调节前后三个控制周期的驱动信号波形图。图7中展示了开关管Q11、Q31和开关管Q12、Q32的驱动信号波形，开关管Q21、Q41、Q22、Q42的波形分别与Q31、Q11、Q32、Q12的驱动信号相同。通过图7可知，保持开关管的开关频率不变，调节开关管驱动信号的占空比，能够实现开关管的零电压开关(ZVS)。
通过实验验证分析可知，当工作在区域1时，即当开关频率大于本征谐振频率时，调节开关管的频率和占空比均能实现ZVS。对本实施例所搭建的全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置进行仿真实验可以验证，采用本发明输出电压控制装置的变换器能够实现输入电压为700V时，输出电压为200V-700V可调的宽范围输出，通过与占空比相协调控制下，既不用受硬件电路的限制，也可以很好的实现宽范围的电压输出，可以应用于电动汽车领域的充电机。
尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (10)

1.一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制装置，其特征在于包括电压采样模块、频率调节电压控制模块、占空比调节电压控制模块、频率比较模块、选通模块、驱动信号生成模块，其中：
电压采样模块采集全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo，分别发送给频率调节控制模块、占空比调节控制模块；
频率调节电压控制模块根据接收到的输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref，计算得到开关管驱动信号的频率值fd，分别发送给频率比较模块和选通模块；
占空比调节电压控制模块根据接收到的输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref，计算得到开关管驱动信号的占空比k，发送给选通模块；
频率比较模块接收频率值fd，与频率值上限进行比较，当向选通模块输出有效电平信号，当向选通模块输出无效电平信号；
选通模块接收频率比较模块发送的电平信号，当电平信号为有效电平信号，选通与频率调节电压控制模块之间的通路，接收频率值fd转发给驱动信号生成模块；当电平信号为无效电平信号，选通与占空比调节电压控制模块之间的通路，接收占空比k转发给驱动信号生成模块；
驱动信号生成模块根据接收到的频率值fd或占空比k生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管：当所接收信号为频率值fd时，令八只开关管的PWM波的频率值均为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2；当所接收信号为占空比k时，四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比均为初始值，八只开关管PWM波的频率值均为并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2。
2.根据权利要求1所述的输出电压控制装置，其特征在于，所述频率调节电压控制模块和占空比调节电压控制模块采用PI控制器。
3.根据权利要求1所述的输出电压控制装置，其特征在于，所述频率值上限fmax表示变换器所能承受的最高频率。
4.根据权利要求1所述的输出电压控制装置，其特征在于，所述频率值的初始值为变换器的本征谐振频率。
5.根据权利要求1所述的输出电压控制装置，其特征在于，所述占空比的初始值取值范围为30％～50％。
6.一种全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：采集全桥LLC谐振DC/DC变换器的输出电压Vo；
S2：以频率作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的频率值fd；同时以占空比作为调节对象，采用电压控制算法根据输出电压Vo和预设的参考输出电压Vref得到开关管驱动信号的占空比k；
S3：如果频率值 表示频率值上限，如果是，进入步骤S4，否则进入步骤S5；
S4：根据接收到的频率值f生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管，令八只开关管的PWM波的频率值为fd，占空比与上一时刻相同，并且四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，返回步骤S1；
S5：根据接收到的占空比k生成PWM波，发送给全桥LLC谐振DC/DC变换器中的各个开关管，其中四只与输入直流电压源连接的开关管Qi1的PWM波的占空比为k，其余四只开关管Qi2的PWM波的占空比为初始值，八只开关管PWM波的频率值均为并且开关管Qi1的关断时刻要早于同属一只桥臂的开关管Qi2，返回步骤S1。
7.根据权利要求6所述的输出电压控制方法，其特征在于，所述电压控制算法采用PI控制算法。
8.根据权利要求6所述的输出电压控制方法，其特征在于，所述频率值上限fmax表示变换器所能承受的最高频率。
9.根据权利要求6所述的输出电压控制方法，其特征在于，所述频率值的初始值为变换器的本征谐振频率。
10.根据权利要求6所述的输出电压控制方法，其特征在于，所述占空比的初始值取值范围为30％～50％。
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