CN105628243B

CN105628243B - 一种电阻型温度传感芯片

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Publication number: CN105628243B
Application number: CN201511025460.0A
Authority: CN
Inventors: 唐仙; 张春; 王志华
Original assignee: Shenzhen Graduate School Tsinghua University
Current assignee: Shenzhen Graduate School Tsinghua University
Priority date: 2015-12-30
Filing date: 2015-12-30
Publication date: 2018-04-20
Anticipated expiration: 2035-12-30
Also published as: CN105628243A

Abstract

本发明公开了一种电阻型温度传感芯片，包括温度感测电路、时间转换电路、参考时钟产生电路和数字转换电路；所述温度感测电路中包括感测电阻，输出感测电阻上的电流和电压信息；所述时间转换电路用于接收所述电流、电压信息，根据所述电流、电压信息转换得到随温度线性变化的时间信息；所述参考时钟产生电路用于产生随温度线性变化的参考时钟信号；所述数字转换电路用于接收所述参考时钟信号和所述时间信息，将所述时间信息相对于所述参考时钟信号进行数字量化，输出数字量化值。本发明的电阻型温度传感芯片，集成有片上时钟源，无需依赖外部时钟源，且整体电路结构简单。

Description

一种电阻型温度传感芯片

【技术领域】

本发明涉及模拟集成电路设计领域，特别涉及一种全集成的电阻型温度传感芯片。

【背景技术】

温度是最普遍的环境变量，温度传感器在很多场合都是非常重要的。温度传感芯片具备能用标准CMOS工艺制造、易于集成、功耗低、体积小等特性，被广泛地应用于各种领域，如消费电子、可穿戴式设备、无线射频识别标签等。

典型的温度传感芯片利用三极管结电压的温度特性来进行设计。但是由于需要高电源电压以使三极管正常工作，此类设计不适合不断发展的深亚微米CMOS工艺。鉴于CMOS工艺中的片上电阻在宽温度范围内具备很好的温度线性度，电阻型设计正成为温度传感芯片的主流。目前的电阻型温度传感芯片中，***架构复杂，且大多需要一个准确的片外时钟源来作为参考时钟，然而对于很多无线微***的应用，***往往不提供准确时钟，因此，能集成片上时钟源的温度传感芯片非常重要。

【发明内容】

本发明所要解决的技术问题是：弥补上述现有技术的不足，提出一种电阻型温度传感芯片，集成有片上时钟源，无需依赖外部时钟源，且整体电路结构简单。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种电阻型温度传感芯片，包括温度感测电路、时间转换电路、参考时钟产生电路和数字转换电路；所述温度感测电路中包括感测电阻，输出感测电阻上的电流和电压信息；所述时间转换电路用于接收所述电流、电压信息，根据所述电流、电压信息转换得到随温度线性变化的时间信息；所述参考时钟产生电路用于产生随温度线性变化的参考时钟信号；所述数字转换电路用于接收所述参考时钟信号和所述时间信息，将所述时间信息相对于所述参考时钟信号进行数字量化，输出数字量化值。

本发明与现有技术对比的有益效果是：

本发明的电阻型温度传感芯片，通过温度感测电路、时间转换电路、参考时钟产生电路和数字转换电路的设置，在温度感测电路中，感测电阻中的电流及电压(I、V)被提取出来，这些电流及电压输入到时间转换电路中，输出随温度线性变化的时间信息值。时间信息值被数字转换电路量化，得到最终的数字输出D(T)。电路中需用到的参考时钟信号(clkref)由参考时钟产生电路产生，且随温度线性变换，适用于温度传感芯片所需要的线性环境。本发明的电阻型温度传感芯片，整体结构设计简单，且集成有输出稳定的或者随温度线性变化的参考时钟信号的参考时钟产生电路，可不依赖外部时钟源，集成度高。

【附图说明】

图1是本发明具体实施方式的电阻型温度传感芯片的结构示意图；

图2是本发明具体实施方式的电阻型温度传感芯片中设置为两路信号时的结构示意图；

图3是本发明具体实施方式的参考时钟产生电路的结构示意图。

图4是本发明具体实施方式的参考时钟产生电路中的反相器的等效结构示意图；

图5是本发明具体实施方式的参考时钟产生电路工作时开关管的控制端栅极电极以及电容两端的电压的波形示意图；

图6是本发明具体实施方式的参考时钟产生电路的优选结构示意图；

图7是本发明具体实施方式的开关时钟产生电路的结构示意图；

图8是本发明具体实施方式的温度感测电路和参考电压产生电路的结构示意图；

图9是本发明具体实施方式的时间转换电路的结构示意图；

图10是本发明具体实施方式的时间转换电路得到的时间信号的时序图；

图11是本发明具体实施方式的数字转换电路的结构示意图。

【具体实施方式】

下面结合具体实施方式并对照附图对本发明做进一步详细说明。

如图1所示，本具体实施方式的电阻型温度传感芯片包括温度感测电路100、时间转换电路200、参考时钟产生电路300和数字转换电路400。温度感测电路100中包括感测电阻，用于提取感测电阻中的电流和电压信息，输出至时间转换电路200。时间转换电路200用于接收感测电阻中的电流和电压信息，根据电流和电压信息转换得到随温度线性变化的时间信息。参考时钟产生电路300用于产生随温度线性变化的参考时钟信号(clkref)。数字转换电路400用于接收所述参考时钟信号(clkref)和所述时间信息，将所述时间信息相对于所述参考时钟信号(clkref)进行数字量化，输出数字量化值D(T)。该数字量化值D(T)正比于所量化的时间信息，而时间信息是基于感测电阻随温度线性变化，因此数字量化值D(T)即是随温度线性变化的，可用于温度传感检测。

具体地，温度感测电路100、时间转换电路200中可设置为围绕一路感测电阻的温度感测电路和时间转换电路。这样，提取一路感测电阻的电压、电流信息后，转换得到一个时间信息，再由数字转换电路400基于一参考时间信号，将上述得到的一个时间信息进行数字量化处理。优选地，设置两路感测电阻、提取两路感测电路的电压、电流信息，转换后得到两个时间信息，从而数字转换电路中可以差分处理，以消除两个时间信息中的相同项，对两个时间信息的差值进行数字量化输出。这样，通过设置两路信号，从而差分处理后降低芯片中的噪声，提高数字输出的线性度。如图2所示，为设置两路信号时的结构示意图。如下，将针对各电路模块分别详细说明。

参考时钟产生电路300

对于参考时钟产生电路的设计，要求其产生稳定的或者随温度线性变换的时钟信号。一般的电感电容(LC)振荡器，其产生稳定的时钟信号，可以用于此，但其需占用较大芯片面积。本具体实施方式中，采用如图3所示的参考时钟产生电路，其为专门设计的环形振荡器，通过开关管、电阻、电容以及两个反相器的连接改进，且开关管的导通电阻值远小于电阻的阻值，第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压随温度线性变化，且线性变化的比例系数很小，从而振荡器工作产生的振荡频率随温度的变化近似为线性变化，且线性变化的系数接近或者等于0，远小于1，从而振荡频率不随温度变化或者仅随温度小幅度地线性变化，可应用作为参考时钟产生电路，且电路结构简单，占用芯片面积较小。

图3所示的参考时钟产生电路为环形振荡器，包括PMOS开关管MP、电阻R、电容C、第一反相器inv1、第二反相器inv2。其中，开关管MP的第一端连接电源VDD的输出端，第二端连接电阻R的第一端、电容C的第一端以及第一反相器inv1的输入端，电阻R的第二端与电容C的第二端相连后接地，第一反相器inv1的输出端连接第二反相器inv2的输入端，第二反相器inv2的输出端连接开关管MP的控制端。PMOS开关管MP的导通电阻值远小于电阻R的阻值。

第一反相器或者第二反相器的内部结构如图4所示，实现方式是一个PMOS开关管S2连接一个NMOS开关管S3。该实现方式下，第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压即为PMOS开关管S2的阈值电压Vthp，而PMOS开关管S2的阈值电压Vthp随温度线性变化的表达式为：V_thp(T)＝V_thp0-α(T-T₀)，其中，T₀为25℃，V_thp0为25℃时PMOS开关管S2的阈值电压，α在(0.5～3)mV/℃的范围内。通过该实现方式，借助于PMOS开关管S2的阈值电压随温度线性变化，获得了第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压随温度线性变化，且线性变化的比例系数在(0.5～3)mV/℃的范围内的目标。该实现方式结构简单，成本低。当然，其余可实现第一反相器的阈值电压的上述目标的方式，均可应用到方案中。

上述环形振荡器工作时，PMOS开关管MP的控制端栅极电极V_pc，以及电容C两端的电压V_out的波形图如图5所示。时钟周期t_clk由上升时间t_clk1和下降时间t_clk2两部分组成。工作原理如下：

第一阶段：当开关管MP的控制端栅极电压V_pc低于(VDD-Vth_mp)时(Vth_mp为开关管MP的阈值电压)，开关管MP导通，电容C的电压将被充电至VDD。由于电容C的电压V_out为高电平，经过inv1和inv2两个反相器，栅极电极V_pc将由低电平变化至高电平VDD，从而开关管MP被关断。

在对电容充电过程中，电容C的充电时间正比于C*Rx，Rx为等效电阻。在电路中，Rx为开关管MP的导通电阻并联电阻R后的阻值。而由于电路中开关管MP的导通电阻足够小(远小于电阻R的阻值)，因此，等效电阻Rx就很小，则将电容C两端的电压充电至VDD的时间会很短暂，时钟周期中的上升时间t_clk1很小，从而可远远小于时间常数RC，即有

t_clk1＜＜RC (1)。

优选地，第一反相器inv1和第二反相器inv2的内部延时时间远小于时间常数RC，其中，R表示所述电阻的阻值；C表示所述电容的容值。由于两个反相器的内部延时也是时钟周期的一部分，将反相器延时设计得远小于时间常数RC，可尽可能地减小反相器延时在整个时钟周期中的比重，从而尽可能减小上升时间t_clk1，有助于使其远远小于时间常数RC，便于在后续做简化省略。

进一步优选地，如图6所示，在第二反相器inv2的输出端和开关管MP的栅极之间接入两个串联的反相器inv3和inv4。也即环形谐振器还可包括第三反相器inv3和第四反相器inv4。第三反相器inv3的输入端连接第二反相器inv2的输出端，第三反相器inv3的输出端连接第四反相器inv4的输入端，第四反相器inv4的输出端连接开关管MP的控制端。这样，反相器在小信号等效上可以理解为放大器，通过两级放大器，可以很快地放大信号，以来加速栅极电压Vpc由低电平变化至高电平VDD的时间。Vpc由低电平变化至高电平VDD的时间长短也是上升时间t_clk1长短的一个影响因素。因此，当增加两个反相器inv3和inv4加速Vpc由低电平变化至高电平VDD后，有助于缩短上升时间t_clk1，有助于使其远远小于时间常数RC，便于在后续做简化省略。

第二阶段：开关管MP关断后，电容C与等效电阻组成放电回路。此时，开关管MP的关断电阻无穷大，不会与C组成放电回路。则等效电阻为电阻R，因此即为电阻R和电容C组成放电回路。电容C两端的电压Vout由VDD开始下降，当Vout下降至(VDD-Vthp)时(Vthp为第一反相器inv1输入信号下降沿的阈值电压，也即PMOS开关管S2的阈值电压Vthp)，第一反相器inv1输出高电平，经过第二反相器inv2后，输出低电平，则栅极电压Vpc很快变化至低电平。振荡器将进入下一个周期的第一阶段，周而复始，最终电容C两端的电压Vout产生周期变化的时钟信号。在该电路中，开关管MP关断后，第一反相器inv1的输入电容相对C很小，可以忽略不计。在该放电过程中，放电回路由最简单的电阻R和电容C组成，可以推算出，电容的瞬态电压V(t)满足：

其中，V₀表示电容的初始电压，R为电阻R的阻值，C表示电容的容值。该电路中，电容C的初始电压为VDD，经过时间t_clk2后，电容电压下降至(VDD-Vthp)，可以计算出：

t_clk2＝RC·(ln(V_DD/(V_DD-V_thp)) (3)

综合第一阶段和第二阶段的分析，可得到振荡器的时钟周期为：

t_clk＝t_clk1+t_clk2≈RC·ln(V_DD/(V_DD-V_thp)) (4)

即振荡器的时钟周期依赖于电阻R、电容C、电源电压VDD及第一反相器中PMOS开关管S2的阈值电压V_thp。

电路中，振荡器的电源电压由具有高电源抑制比的线性稳压器(LDO)来提供，所以振荡器的电源电压VDD可以保持恒定。电容选用金属-绝缘层-金属(MIM)电容，因此电容C的容值几乎不随温度变化。而电阻R的阻值是随温度线性变化的，例如片上电阻，其温度特性可以近似表达为：

R(T)＝R₀(1+TC(T-T₀)) (5)

其中R(T)为电阻在不同温度下的阻值，T₀为25℃，R₀为25℃时的电阻阻值，TC为电阻的温度系数，TC的数值一般在0.001量级左右。由不同材料制备的电阻会具备不同的温度系数TC，温度系数可以为正值，也可以为负值，但其绝对值均在0.001量级左右。

对于第一反相器中PMOS开关管S2的阈值电压V_thp，其随温度的变化的表达式为：

V_thp＝V_thp0－α·(T－T₀) (6)

其中，T₀为25℃，V_thp0为25℃时所述第一反相器中的PMOS开关管S2的阈值电压，为常数，在0.5V左右。α在(0.5～3)mV/℃的范围内。

将公式(5)和(6)代入公式(4)中，可以推算得到如下表达式(7)：

在上述环形谐振器中，第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压随温度线性变化，且线性变化的比例系数在(0.5～3)mV/℃的范围内，值很小，则在一定温度范围内(如0～100℃)，可以近似计算得到如下表达式(8)：

各器件加工制作后，上述表达式中的参数V_thp0，α，TC都是常数，是固定的。如果这三个参数满足：为0，则该振荡器的时钟周期将不随温度变化。如果这三个参数满足：为非0，由于上述表达式中，V_thp0在0.5V左右，α在(0.5～3)mV/℃的范围内，电阻的温度系数TC在0.001量级，所以项经过计算后也是一个接近0且远小于1的值，即此时振荡器的时钟周期将随温度小幅度地线性变化。

综上，图3和图6中设计的环形振荡器的振荡频率主要由电阻、电容等的参数决定，最终能产生稳定或者随温度小幅度线性变化的参考时钟，且结构设计简单，可作为参考时钟产生电路的优选选择方案，其产生的振荡时钟周期信号tclk即是作为参考时钟信号clkref。

开关时钟产生电路500

为配合时间转换电路中的两路方案的设计，需产生两个时钟信号，因此基于参考时钟产生电路的参考时钟信号clkref倍频处理得到两个时钟信号。此处倍频处理的放大倍数根据数字电路中数字转换时的比特位决定。数字转换电路是n比特位的，则此处倍频通过2ⁿ⁺¹倍频电路进行扩展处理。

如图7所示，为本具体实施方式中开关时钟产生电路的结构示意图。本具体实施方式中，数字转换电路400中产生的量化输出为12bit的，因此先将参考时钟通过2¹³倍频电路进行扩展，得到倍频信号clksc。图中用级联异步D触发器来实现倍频电路。然后，用任意传统的两相非重叠时钟产生电路产生得到两个开关时钟信号Ф1和Ф2。

温度感测电路100

本具体实施方式中温度感测电路100包括第一感测电阻R1和第二感测电阻R2，用于分别提取第一感测电阻R1上的第一电压V1，第二感测电阻R2上的第二电压V2，第一电流信息值Ic1以及第二电流信息值Ic2，其中，Ic1＝Ic2＝βI，I为第一感测电阻和第二感测电阻上流过的电流，β为倍数系数。通过设置两路感测电阻，从而实现后续的差分处理。

感测电阻为片上电阻，不同的感测电阻具有不同温度系数，本具体实施方式中，第一感测电阻R1具有正温度系数TC1、第二感测电阻R2具有负温度系数(-TC2)。如均为正温度系数或者均为负温度系数的方案也是可行的。本具体实施方式中，第一感测电阻R1和第二感测电阻R2的温度特性表示为：

R₁(T)＝R₁₀(1+TC₁(T-T₀)) (9)

R₂(T)＝R₂₀(1-TC₂(T-T₀)) (10)

其中，R₁₀和R₂₀分别为R1和R2在25℃时的电阻阻值。

如图8所示，本具体实施方式中温度感测电路100提取第一感测电阻R1和第二感测电阻R2的电流及电压。电路中，第一感测电阻R1和共源共栅晶体管M5和M6形成一条支路，支路电流为I，R1的电压为V1。第二感测电阻R2和共源共栅晶体管M7和M8形成一条支路，M7(M8)与M5(M6)的晶体管尺寸相同，支路电流为I，R2的电压为V2。此外，电流I通过两个共源共栅支路分别镜像成Ic1和Ic2。其中，M3(M4)和M1(M2)的栅极长度与M7、M5(M8、M6)相同，M3(M4)和M1(M2)的栅极宽度是M7、M5(M8、M6)栅极宽度的β倍(β小于1)，从而电流镜像倍数系数为β。图8中，晶体管M1～M10的栅极电压由常用的自偏置电路产生。

图8中，各支路电压及电流关系可以表达为：

V₁＝IR₁＝IR₁₀(1+TC₁(T-T₀)) (11)

V₂＝IR₂＝IR₂₀(1+TC₂(T-T₀)) (12)

I_c1＝βI (13)

I_c2＝βI (14)

图8所示的电路图中，还示意了参考电压产生电路部分，同样借助自偏置电路，通过晶体管和电阻实现。电阻Rf和共源共栅晶体管M9和M10形成支路，电阻Rf的电压Vr以作为参考电压用于输入后续的时间转换电路中。参考电压部分，电阻Rr的温度系数不重要，故不展开讨论。

时间转换电路200

时间转换电路可以由电容充电及电压比较电路来实现。优选地，设置两路进行差分处理。具体地，基于前述提取两路信号的温度感测电路，时间转换电路包括电容值相等的第一充电电容C1和第二充电电容C2，用于接收所述第一电压V1、第二电压V2分别作为所述第一充电电容C1、第二充电电容C2的初始电压，并通过所述第一电流信息值Ic1以及第二电流信息值Ic2对所述第一充电电容C1、第二充电电容C2进行充电，转换得到所述第一充电电容C1、第二充电电容C2分别充电到参考电压Vf的第一时间信息、第二时间信息，所述第一时间信息、第二时间信息在不同时刻产生电平的跳变。

图9示出了具体的电路结构图。时间转换电路包括两组转换电路，分别完成第一时间信息、第二时间信息的转换。各组转换电路包括第一开关SW1、第二开关SW2、一充电电容、一比较器。第一开关SW1的控制端接收前述开关时钟产生电路500产生的第一时钟信号Ф1，第一端接收相应电压，第二端连接充电电容的第一端，充电电容的第二端接地。第二开关SW2的控制端接收前述开关时钟产生电路500产生的第二时钟信号Ф2，第一端接收相应电流，第二端连接充电电容的第一端。比较器的正向输入端连接所述充电电容的第一端，反向输入端接收参考电压Vf，输出端输出时间信息。

工作时，时间转换电路由第一时钟信号Ф1和第二时钟信号Ф2控制。首先，在Ф1时钟，开关sw1和sw3闭合，sw2和sw4断开，温度检测电路输出的V1和V2分别被采样到电容C1和C2上，C1＝C2＝C。在Ф2时钟，开关sw1和sw3断开，sw2和sw4闭合，温度检测电路输出的Ic1和Ic2分别开始对电容C1和C2充电。电压比较器CM1检测电容电压Vc1是否超过参考电压Vr。若Vc1超过Vr，则CM1的输出tout1由低电平转换至高电平。同样的，电压比较器CM2检测电容电压Vc2是否超过参考电压Vr。若Vc2超过Vr，则CM2的输出tout2由低电平转换至高电平。上述过程中，电压比较器CM1和CM2具有相同的输出延迟td。

如图10所示，为时间信号的时序图。从Ф2时钟开始有效至tout1由低电平变化为高电平的时间定义为t1，从Ф2时钟开始有效至tout2由低电平变化为高电平的时间定义为t2，t1和t2的时间间隔定义为t(T)，它们分别可以表示为：

将公式(11)～(14)代入公式(17)中，可以得到：

由公式(15)～(18)可以看出，电阻的温度特性在时间信号t1，t2以及t(T)中均有体现，而且均随温度线性变化。后续数字转换电路可对三个时间信息中的任一个进行数字量化，均可以线性地反映温度信息。但优选地，t(T)中通过差值计算得到，t1和t2中的相同干扰项及噪声等可以相互抵消，从而对t(T)进行数字量化时，相对于对t1或t2进行数字量化时，可以得到线性度较好的数字输出D(T)。

数字转换电路400

数字转换电路400可选择前述时间转换电路200产生的时间信号t1、t2以及t(T)进行数字量化。本具体实施方式中，采用优选的设置，数字转换电路400对时间间隔t(T)相对于参考时钟信号clkref的周期tclk(T)进行数字量化。图11是一种实现方式，但不局限于此方式。图11中通过12比特位的时间数字转换器TDC(Time to Digital Convert)作为数字转换电路，接收时间转换电路200输出的时间信号tout1、tout2，从而通过内部运算计算出两个时间信号从低电平跳变到高电平的时间间隔t(T)，然后通过内部转换功能，将t(T)相对于参考时钟信号clkref的周期进行数字量化。当然，其余数字转换电路的实现方式也是可行的，例如使用异步D触发器实现多比特位的计数器。

结合公式(8)和(18)，可以得出，数字转换电路的数字输出可以表达为：

因为公式(19)可以化简为公式(20)：

从公式(20)可以看出，数字输出D(T)的输出是随温度线性变化的，满足全集成温度传感芯片的设计要求。经过简单的两点校准后，误差将会很小。

综上，本具体实施方式的电阻型温度传感芯片，利用了电阻良好的温度特性，通过各电路模块的配合设计，并集成有参考时钟产生电路，从而无需依赖外部的时钟源，集成度高。设计的电阻型温度传感芯片的数字输出随温度线性变化，整体结构设计简单。本具体实施方式的电阻型温度传感芯片具有全集成、设计简单、功耗低、误差小等特点。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种电阻型温度传感芯片，其特征在于：包括温度感测电路、时间转换电路、参考时钟产生电路和数字转换电路；

所述温度感测电路中包括感测电阻，输出感测电阻上的电流和电压信息；

所述时间转换电路用于接收所述电流、电压信息，根据所述电流、电压信息转换得到随温度线性变化的时间信息；

所述参考时钟产生电路用于产生随温度线性变化的参考时钟信号；

所述数字转换电路用于接收所述参考时钟信号和所述时间信息，将所述时间信息相对于所述参考时钟信号进行数字量化，输出数字量化值。

2.根据权利要求1所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述参考时钟产生电路为环形振荡器，包括第一开关管，电阻，电容，第一反相器和第二反相器；所述第一开关管的第一端连接电源的输出端，第二端连接所述电阻的第一端、所述电容的第一端以及所述第一反相器的输入端，所述电阻的第二端与所述电容的第二端相连后接地，所述第一反相器的输出端连接所述第二反相器的输入端，所述第二反相器的输出端连接所述第一开关管的控制端；所述第一开关管的导通电阻值远小于所述电阻的阻值；所述第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压随温度线性变化，且线性变化的比例系数在(0.5～3)mV/℃的范围内。

3.根据权利要求2所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压为V_thp与温度T的关系式为：V_thp＝V_thp0－α·(T－T₀)，其中，T₀为25℃，V_thp0为25℃时所述第一反相器的输入信号下降沿的阈值电压，α在(0.5～3)mV/℃的范围内。

4.根据权利要求2所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：还包括第三反相器和第四反相器，所述第三反相器的输入端连接所述第二反相器的输出端，所述第三反相器的输出端连接所述第四反相器的输入端，所述第四反相器的输出端连接所述第一开关管的控制端。

5.根据权利要求2所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述第一反相器和第二反相器的内部延时时间远小于RC，其中，R表示所述电阻的阻值；C表示所述电容的容值。

6.根据权利要求2所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述电阻为片上电阻。

7.根据权利要求1所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述温度感测电路包括第一感测电阻和第二感测电阻，用于分别提取第一感测电阻上的第一电压，第二感测电阻上的第二电压，第一电流信息值Ic1以及第二电流信息值Ic2，其中，Ic1＝Ic2＝βI，I为第一感测电阻和第二感测电阻上流过的电流，β为倍数系数，小于1。

8.根据权利要求7所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述时间转换电路包括电容值相等的第一充电电容和第二充电电容，用于接收所述第一电压、第二电压分别作为所述第一充电电容、第二充电电容的初始电压，并通过所述第一电流信息值Ic1以及第二电流信息值Ic2对所述第一充电电容、第二充电电容进行充电，转换得到所述第一充电电容、第二充电电容分别充电到参考电压的第一时间信息、第二时间信息，所述第一时间信息、第二时间信息在不同时刻产生电平的跳变。

9.根据权利要求8所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述数字转换电路用于计算所述第一时间信息和第二时间信息产生跳变的时间间隔值，将所述时间间隔值相对于所述参考时钟信号进行数字量化。

10.根据权利要求8所述的电阻型温度传感芯片，其特征在于：所述时间转换电路包括两组转换电路，分别完成第一时间信息、第二时间信息的转换；转换电路包括第一开关、第二开关、一充电电容、一比较器；所述第一开关的控制端接收第一时钟信号，第一端接收相应电压，第二端连接所述充电电容的第一端，所述充电电容的第二端接地；所述第二开关的控制端接收第二时钟信号，第一端接收相应电流，第二端连接所述充电电容的第一端，所述比较器的正向输入端连接所述充电电容的第一端，反向输入端接收所述参考电压，输出端输出时间信息；其中，当所述充电电容为所述第一充电电容时，所述相应电压为所述第一电压，所述相应电流为所述第一电流信息值Ic1，所述时间信息为第一时间信息；当所述充电电容为所述第二充电电容时，所述相应电压为所述第二电压，所述相应电流为所述第二电流信息值Ic2，所述时间信息为第二时间信息；所述第一时钟信号、第二时钟信号根据所述参考时钟信号倍频处理后得到。