CN105610145A - 一种功率可回馈的有源全谐波消弧控制方法及其*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及消弧设备的控制方法技术领域，具体提供了一种功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法及其***，所述方法包括以下步骤：1)三相电网的电压处理方法；2)直流电压的处理方法；3)接地故障电流的补偿方法；所述***包括控制模块，及与其连接的并网电压采样模块、并网电流采样模块、直流电压采样模块、电网侧功率补偿模块和故障电流采样模块。与现有技术相比，本发明可以实现基波无功、谐波无功、谐波有功、基波有功电流的快速检测，并将基波无功与谐波无功与有功全部补偿，同时可以将有功功率部分回馈至电网侧，在很大程度上提高接地故障时的补偿速度与精度，从而提高大大地提高电力***的运行安全性。

Description

一种功率可回馈的有源全谐波消弧控制方法及其***

技术领域

本发明涉及的是一种消弧设备的控制方法，尤其涉及的是一种功率可回馈的有源全谐波消弧控制方法及其***。

背景技术

随着城市化进程加速，近年来配电网络普遍向大容量、多出线方向发展。城市电缆网络的广泛应用更加加剧了这种容量扩展的趋势。与此同时，不断进步的社会对供电可靠性也提出了越来越高的要求，供电可靠性成为衡量供电企业成功与否的重要标准。在这种大背景下，配电网主要采用中性点经消弧线圈接地方式。传统的中性点谐振接地的电网如图1所示，当发生接地故障时，电力***中除了由于电缆的分布电容带来的容性电流IC₀以外，还包含很大成分的谐波电流I_h，以及有功电流，其中，有功电流分量主要是电力设备的泄漏电流、零序回路中的有功损耗、电晕损耗和消弧线圈的有功损耗等引起的。高次谐波的重要来源是电力***中含有铁芯及整流元件的非线性负载。而通常采用消弧线圈，均系无源工频无功电流补偿装置，顾名思义，即只补偿接地故障电流中的工频无功电容电流分量，而对电阻性电流和高频电流，只输出感性电流的消弧线圈则无能为力，这是目前的消弧线圈在原理上存在的一个不足。随着工业化的不断发展，配电网络的不断扩大，电力电子变电设备尤其是新能源并网设备的增加，此部分电流越来越不容忽视这些因素带来的污染正日益加剧，传统的消弧装置对此部分电流没有补偿能力，所以很容易造成补偿失败而造成电弧重燃，造成诸如跳闸或火灾等安全事故。通过以上分析可知，接地故障时，电流中的有功分量和谐波分量造成的危害是不容忽视的。为了消除它们，实现真正意义上的全补偿，提高电网的供电可靠性，就要求采用接地故障电流的全补偿技术，补偿包括有功电流和谐波电流在内的残余电流。对接地电流的全补偿要求将有功分量、无功分量和谐波分量一并补偿，显然只依靠消弧线圈是不能满足要求的。而有源逆变技术是一种广泛应用于谐波抑制、无功功率补偿、交直流混合输电、新能源并网等领域的电力电子技术。有源逆变器的特点是可以通过检测工作***的状态生成控制指令，通过控制电子开关生成补偿波形。它克服了无源补偿技术只能补偿固定频率和幅值的波形的缺点，可以对频率和幅值都变化的波形进行跟踪补偿。由于自身具有状态跟踪、检测和控制算法，可以根据要求任意补偿无功和谐波成分，而且可以实现有功功率的重新并网，从而真正实现全补偿。要实现全谐波补偿以及有功功率的电网回馈，就需要一套适合故障电网的并网策略以及快速度准确的电流发生机制。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供了一种功率可回馈的有源全谐波消弧的控制方法及其***，以解决现有电网故障接地消弧技术无法对接地故障中的所有谐波电流进行快速全部的消除，有功功率的电流也无法进行电网回馈的技术问题。

本发明是通过以下技术方案实现的：

本发明提供了一种功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法，包括以下步骤：

步骤S1：三相电网的电压处理方法

步骤S101：将三相电网的线电压U_AB、U_BC先进行Clark变换，再根据三相电网线电压AB的相位角进行正负序的Park+、Park-变换，得到正序坐标系下的直流电压分量和负序坐标系下的直流电压分量

步骤S102：将和分别进行电压正负序去耦滤波处理，得到电压去耦值 $V_d^P\_Dec,V_q^P\_Dec,V_d^N\_Dec,V_q^N\_Dec;$

步骤S103：将 $V_q^P\_Dec,V_d^P\_Dec,V_q^N\_Dec,V_d^N\_Dec$ 进行前馈处理，得到空间矢量脉宽调制SV_PWM的基波电压值V_g_FF_d1、V_g_FF_q1；

步骤S2：直流电压的处理方法

步骤S201：将实际直流电压U_DC与设定的理想直流电压相减并作比例积分，得到正序基波有功电流给定值

步骤S202：将三相电网的输入电流I_SA、I_SB、I_SC先进行Clark变换，再根据三相电网相电压A的相位进行正负序的Park+、Park-变换，得到正序坐标系下的直流电流分量 和负序坐标系下的直流电流分量

步骤S203：将和分别进行电流正负序去耦滤波处理，得到电流去耦值将与相减并作比例积分，得到q轴调节电压

步骤S204：将和V_g_FF_q1输出至SV_PWM模块中，产生整流脉冲信号；

步骤S3：接地故障电流的补偿方法

步骤S301：将补偿电流I_Z减去故障电流I₀，得到补偿电流的误差值I_g；

步骤S302：利用带通滤波器对I_g分别进行BPF1-BPF50次谐波运算，得到各次的谐波电流值I_En；

步骤S303：根据各次的I_En及其相应的超前角度θ_n计算超前电流值I_{En_θn}，将各次I_{En_θn}乘以其相应次的谐波次数下的***阻抗Z，得到各次谐波下的参考电压值V_En；其中，所述超前角度θ_n为各次谐波电流滞后电压的角度，超前角度θ_n与***阻抗Z均为***硬件固有参数；

步骤S304：将各次的参考电压值V_En相加，得到总补偿电压V_E，将V_E输出至H桥脉宽调制H_PWM模块中，产生逆变脉冲信号。

所述步骤S102中，将和分别进行正负序去耦滤波处理的具体计算方法为：

$V_q^P\_Dec=V_q^P-V_q^N\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}+V_d^N\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_d^P\_Dec=V_d^P-V_q^N\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}-V_d^N\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_q^N\_Dec=V_q^N-V_q^P\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}+V_d^P\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_d^N\_Dec=V_d^N-V_q^P\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}-V_d^P\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}$

式中，为基波负序向基波正序旋转的角度，为的滤波值，为的滤波值，为的滤波值，为的滤波值；各滤波值由简易低通滤波器获得，具体计算方法为：

$V_d^P\_lpout=0.998*V_d^P\_(k-1)+0.002*V_d^P\_k$

$V_q^P\_lpout=0.998*V_q^P\_(k-1)+0.002*V_q^P\_k$

$V_d^N\_lpout=0.998*V_d^N\_(k-1)+0.002*V_d^N\_k$

$V_q^N\_lpout=0.998*V_q^N\_(k-1)+0.002*V_q^N\_k$

式中，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值。

所述步骤S103中，前馈处理的具体计算方法为：

$V_g\_FF\_d1=(V_d^P\_Dec+V_d^N\_Dec*{\mathrm{sin\θ}}_{VL\_CMP}^{PN})/K_{feed\_forword}$

$V_g\_FF\_q1=(V_q^P\_Dec+V_q^N\_Dec*{\mathrm{cos\θ}}_{VL\_CMP}^{PN})/K_{feed\_forword};$

式中，K_{feed_forword}为前馈系数，为基波负序向基波正序旋转的角度，为校正后的基波负序向基波正序旋转的角度，初值为θ_CMP为由于采样及计算延时产生的角度校正量。

所述步骤S203中，电流正负序去耦处理的计算方法具体为：

$I_{Sq}^P\_Dec=I_{Sq}^P-I_{Sq}^N*cos2{\mathrm{\θ}}_{VL}^{PN}+I_{Sd}^N*sin2{\mathrm{\θ}}_{VL}^{PN}$

式中，为基波负序向基波正序旋转的角度。

所述步骤S302中，利用二阶Butterworth带通滤波器对I_g进行谐波运算，具体公式为：

I_En＝a₀*I_{En_x}_k+a₁*I_{En_x}_(k-1)+a₂*I_{En_x}_(k-2)+b₁*I_{En_y}_(k-1)+b₂*I_{En_y}_(k-2)

式中，a₀、a₁、a₂、b₁、b₂为滤波器系数,I_{En_x}_k为本计算周期的实际采样值，I_{En_x}_(k-1)为前一个计算周期的实际采样值，I_{En_x}_(k-2)为前2个计算周期的实际采样值；I_{En_y}_(k-1)为前一个计算周期的滤波后的值，I_{En_y}_(k-2)为前2个计算周期的滤波后的值。I_En初值为零。

本发明还提供了一种功率可回馈的有源全谐波消弧***，包括控制模块，及与其连接的并网电压采样模块、并网电流采样模块、直流电压采样模块、电网侧功率补偿模块和故障电流采样模块，其中：

所述电网侧功率补偿模块包括依次连接的整流桥电路和逆变桥电路，所述整流桥电路的输入端通过电抗连接至三相电网，所述逆变桥电路的输出端通过补偿变压器与三相电网的消弧线圈串联；

所述并网电压采样模块用于采集三相电网的线电压U_AB和U_BC；

所述并网电流采样模块用于采集三相电网的输入电流I_SA、I_SB、I_SC；

所述直流电压采样模块用于采集实际直流电压U_DC；

所述故障电流采样模块用于采集三相电网的故障电流I₀和补偿电流I_Z；

所述控制模块的整流脉冲输出端与整流桥电路连接，其逆变脉冲输出端与逆变桥电路连接，所述控制模块根据采集的线电压U_AB和U_BC，输入电流I_SA、I_SB、I_SC，实际直流电压U_DC，故障电流I₀和补偿电流I_Z产生整流脉冲信号和逆变脉冲信号。

本发明相比现有技术具有以下优点：本发明提供了一种功率可回馈的有源全谐波消弧的控制方法及其***，该方法可以实现基波无功、谐波无功、谐波有功、基波有功电流的快速检测，并将基波无功与谐波无功与有功全部补偿，同时可以将有功功率部分回馈至电网侧，在很大程度上提高接地故障时的补偿速度与精度，从而提高大大地提高电力***的运行安全性。

附图说明

图1为功率可回馈的有源全谐波补偿消弧***的电路原理图；

图2为功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法的***结构框图。

图3-(1)故障相电压；

图3-(2)非故障相电压；

图3-(3)全补偿电流；

图3-(4)谐波补偿电流；

图3-(5)基波有功功率；

图3-(6)基波无功功率；

图4-(1)补偿前故障电流；

图4-(2)补偿后残余电流。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例1

本发明还提供了一种功率可回馈的有源全谐波消弧***，具有如图1所示的结构，包括控制模块，及与其连接的并网电压采样模块、并网电流采样模块、直流电压采样模块、电网侧功率补偿模块和故障电流采样模块，其中：

所述电网侧功率补偿模块包括依次连接的整流桥电路和逆变桥电路，所述整流桥电路的输入端通过电抗组L2连接至三相电网，所述逆变桥电路的输出端通过补偿变压器T1与三相电网的消弧线圈串联；

所述并网电压采样模块包括两组并网电压采样传感器PT2、PT3，用于采集三相电网的线电压U_AB和U_BC；

所述并网电流采样模块包括三组并网电流采样传感器CT2、CT3、CT4，用于采集三相电网的输入电流I_SA、I_SB、I_SC；

所述直流电压采样模块包括直流电压采样传感器PT1，所述直流电压采样传感器PT1的信号采集端连接至整流桥电路的信号输出端，用于采集实际直流电压U_DC；

所述故障电流采样模块包括故障电流采样传感器CT1、CT5，所述故障电流采样传感器CT1的信号采集端连接至三相电网的消弧线圈L1，用于采集三相电网的故障电流I₀，所述故障电流采样传感器CT5的信号采集端连接至逆变桥电路的信号输出端，用于采集补偿电流I_Z；

所述控制模块的整流脉冲输出端与整流桥电路连接，其逆变脉冲输出端与逆变桥电路连接，所述控制模块根据采集的线电压U_AB和U_BC，输入电流I_SA、I_SB、I_SC，实际直流电压U_DC，故障电流I₀和补偿电流I_Z产生整流脉冲信号和逆变脉冲信号。

利用上述功率可回馈的有源全谐波补偿消弧***可以实现基波无功、谐波无功、谐波有功、基波有功电流的快速检测，并将基波无功与谐波无功与有功全部补偿，同时可以将有功功率部分回馈至电网侧，具体控制方法包括以下步骤：

步骤S1：三相电网的电压处理方法

步骤S101：将三相电网的线电压U_AB、U_BC先进行Clark变换，再根据三相电网线电压AB的相位角进行正负序的Park+、Park-变换，得到正序坐标系下的直流电压分量和负序坐标系下的直流电压分量

步骤S102：将和输入至D_Couple模块进行电压正负序去耦滤波处理，得到电压去耦值 $V_d^P\_Dec,V_q^P\_Dec,V_d^N\_Dec,V_q^N\_Dec;$ 具体计算方法为：

$V_q^P\_Dec=V_q^P-V_q^N\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}+V_d^N\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_d^P\_Dec=V_d^P-V_q^N\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}-V_d^N\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_q^N\_Dec=V_q^N-V_q^P\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}+V_d^P\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_d^N\_Dec=V_d^N-V_q^P\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}-V_d^P\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}$

式中，为基波负序向基波正序旋转的角度，为的滤波值，为的滤波值，为的滤波值，为的滤波值；各滤波值由简易低通滤波器获得，具体计算方法为：

$V_d^P\_lpout=0.998*V_d^P\_(k-1)+0.002*V_d^P\_k$

$V_q^P\_lpout=0.998*V_q^P\_(k-1)+0.002*V_q^P\_k$

$V_d^N\_lpout=0.998*V_d^N\_(k-1)+0.002*V_d^N\_k$

$V_q^N\_lpout=0.998*V_q^N\_(k-1)+0.002*V_q^N\_k$

式中，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值；

步骤S103：将 $V_q^P\_Dec,V_d^P\_Dec,V_q^N\_Dec,V_d^N\_Dec$ 输入至Feedforward模块进行前馈处理，得到SV_PWM的基波电压值V_g_FF_d1、V_g_FF_q1，具体计算方法为：

$V_g\_FF\_d1=(V_d^P\_Dec+V_d^N\_Dec*{\mathrm{sin\θ}}_{VL\_CMP}^{PN})/K_{feed\_forword}$

$V_g\_FF\_q1=(V_q^P\_Dec+V_q^N\_Dec*{\mathrm{cos\θ}}_{VL\_CMP}^{PN})/K_{feed\_forword}$

式中，K_{feed_forword}为前馈系数，为校正后的基波负序向基波正序旋转的角度，初值为θ_CMP为由于采样及计算延时产生的角度校正量，约为2°。

步骤S2：直流电压的处理方法

步骤S201：将实际直流电压U_DC与设定的理想直流电压相减并作比例积分，得到正序基波有功电流给定值

步骤S202：将三相电网的输入电流I_SA、I_SB、I_SC先进行Clark变换，再根据三相电网相电压A的相位进行正负序的Park+、Park-变换，得到正序坐标系下的直流电流分量 和负序坐标系下的直流电流分量

步骤S203：将和输入至D_Couple模块进行电流正负序去耦滤波处理，得到电流去耦值具体计算方法为：

$I_{Sq}^P\_Dec=I_{Sq}^P-I_{Sq}^N*cos2{\mathrm{\θ}}_{VL}^{PN}+I_{Sd}^N*sin2{\mathrm{\θ}}_{VL}^{PN}$

然后，将与相减并作比例积分，得到q轴调节电压

步骤S204：将和V_g_FF_q1输出至SV_PWM模块中，产生整流脉冲信号；

步骤S3：接地故障电流的补偿方法

步骤S301：将补偿电流I_Z减去故障电流I₀，得到补偿电流的误差值I_g；

步骤S302：利用二阶Butterworth带通滤波器对I_g分别进行BPF1-BPF50次谐波运算，具体公式为：

I_En＝a₀*I_{En_x}_k+a₁*I_{En_x}_(k-1)+a₂*I_{En_x}_(k-2)+b₁*I_{En_y}_(k-1)+b₂*I_{En_y}_(k-2)

式中：a₀、a₁、a₂、b₁、b₂为滤波器系数,I_{En_x}_k为本计算周期的实际采样值，I_{En_x}_(k-1)为前一个计算周期的实际采样值，I_{En_x}_(k-2)为前2个计算周期的实际采样值；I_{En_y}_(k-1)为前一个计算周期的滤波后的值，I_{En_y}_(k-2)为前2个计算周期的滤波后的值。I_En初值为零；

步骤S303：根据各次的I_En及其相应的超前角度θ_n计算超前电流值I_{En_θn}，将各次I_{En_θn}乘以其相应次的谐波次数下的***阻抗Z，得到各次谐波下的参考电压值V_En；其中，所述超前角度θ_n为各次谐波电流滞后电压的角度，超前角度θ_n与***阻抗Z均为***硬件固有参数；

步骤S304：将各次的参考电压值V_En相加，得到总补偿电压V_E，将V_E输出至H_PWM模块中，产生逆变脉冲信号。

以图1中所示的功率可回馈的有源全谐波消弧***为实验对象，***电压为10kV，单相对地电容为25uF，阻尼率为10％，假设t1时刻发生单相接地故障，如图3中所示，图3-(1)故障相电压，图3-(2)非故障相电压，图3-(3)全补偿电流，而将全补偿电流分解后可以得到图3-(4)谐波补偿电流，图3-(5)基波有功功率与图3-(6)基波无功功率；而图4-(1)补偿前故障电流与图4-(2)补偿后残余电流比较后可见，这种补偿方法可以将绝大部分故障电流补偿掉，从而快速灭弧，保障***安全。

Claims (6)

1.一种功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1：三相电网的电压处理方法

步骤S101：将三相电网的线电压U_AB、U_BC先进行Clark变换，再根据三相电网线电压AB的相位角进行正负序的Park+、Park-变换，得到正序坐标系下的直流电压分量和负序坐标系下的直流电压分量

步骤S102：将和分别进行电压正负序去耦滤波处理，得到电压去耦值

步骤S103：将进行前馈处理，得到空间矢量脉宽调制SV_PWM的基波电压值V_g_FF_d1、V_g_FF_q1；

步骤S2：直流电压的处理方法

步骤S201：将实际直流电压U_DC与设定的理想直流电压相减并作比例积分，得到正序基波有功电流给定值

步骤S202：将三相电网的输入电流I_SA、I_SB、I_SC先进行Clark变换，再根据三相电网相电压A的相位进行正负序的Park+、Park-变换，得到正序坐标系下的直流电流分量 和负序坐标系下的直流电流分量

步骤S203：将和分别进行电流正负序去耦滤波处理，得到电流去耦值将与相减并作比例积分，得到q轴调节电压

步骤S204：将和V_g_FF_q1输出至SV_PWM模块中，产生整流脉冲信号；

步骤S3：接地故障电流的补偿方法

步骤S301：将补偿电流I_Z减去故障电流I₀，得到补偿电流的误差值I_g；

步骤S302：利用带通滤波器对I_g分别进行BPF1-BPF50次谐波运算，得到各次的谐波电流值I_En；

步骤S303：根据各次的I_En及其相应的超前角度θ_n计算超前电流值I_{En_θn}，将各次I_{En_θn}乘以其相应次的谐波次数下的***阻抗Z，得到各次谐波下的参考电压值V_En；其中，所述超前角度θ_n为各次谐波电流滞后电压的角度，超前角度θ_n与***阻抗Z均为***硬件固有参数；

步骤S304：将各次的参考电压值V_En相加，得到总补偿电压V_E，将V_E输出至H桥脉宽调制H_PWM模块中，产生逆变脉冲信号。

2.根据权利要求1所述的一种所述的功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法，其特征在于，步骤S102中，将和分别进行正负序去耦滤波处理的具体计算方法为：

$V_q^P\_Dec=V_q^P-V_q^N\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}+V_d^N\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_d^P\_Dec=V_d^P-V_q^N\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}-V_d^N\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_q^N\_Dec=V_q^N-V_q^P\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}+V_d^P\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}$

$V_d^N\_Dec=V_d^N-V_q^P\_lpout*{\mathrm{sin\θ}}_{VL}^{PN}-V_d^P\_lpout*{\mathrm{cos\θ}}_{VL}^{PN}$

式中，为基波负序向基波正序旋转的角度，为的滤波值，为的滤波值，为的滤波值，为的滤波值；各滤波值由简易低通滤波器获得，具体计算方法为：

$V_d^P\_lpout=0.998*V_d^P\_(k-1)+0.002*V_d^P\_k$

$V_q^P\_lpout=0.998*V_q^P\_(k-1)+0.002*V_q^P\_k$

$V_d^N\_lpout=0.998*V_d^N\_(k-1)+0.002*V_d^N\_k$

$V_q^N\_lpout=0.998*V_q^N\_(k-1)+0.002*V_q^N\_k$

式中，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值，为上一个计算周期的值，为本计算周期的值。

3.根据权利要求1所述的一种所述的功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法，其特征在于，所述步骤S103中，前馈处理的具体计算方法为：

$V_g\_FF\_d1=(V_d^P\_Dec+V_d^N\_Dec*{\mathrm{sin\θ}}_{VL\_CMP}^{PN})/K_{feed\_forword}$

$V_g\_FF\_q1=(V_q^P\_Dec+V_q^N\_Dec*{\mathrm{cos\θ}}_{VL\_CMP}^{PN})/K_{feed\_forword}$

${\mathrm{\θ}}_{V\stackrel{\‾}{L}\_CMP}^{PN}={\mathrm{\θ}}_{V\stackrel{\‾}{L}\_}^{PN}+{\mathrm{\θ}}_{CMP}$

式中，K_{feed_forword}为前馈系数，为基波负序向基波正序旋转的角度，为校正后的基波负序向基波正序旋转的角度，初值为θ_CMP为由于采样及计算延时产生的角度校正量。

4.根据权利要求1所述的一种所述的功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法，其特征在于，所述步骤S203中，电流正负序去耦处理的计算方法具体为：

$I_{Sq}^P\_Dec=I_{Sq}^P-I_{Sq}^N*cos2{\mathrm{\θ}}_{VL}^{PN}+I_{Sd}^N*sin2{\mathrm{\θ}}_{VL}^{PN}$

式中，为基波负序向基波正序旋转的角度。

5.根据权利要求1所述的一种所述的功率可回馈的有源全谐波补偿消弧的控制方法，其特征在于，所述步骤S302中，利用二阶Butterworth带通滤波器对I_g进行谐波运算，具体公式为：

I_En＝a₀*I_{En_x}_k+a₁*I_{En_x}_(k-1)+a₂*I_{En_x}_(k-2)+b₁*I_{En_y}_(k-1)+b₂*I_{En_y}_(k-2)

式中，a₀、a₁、a₂、b₁、b₂为滤波器系数,I_{En_x}_k为本计算周期的实际采样值，I_{En_x}_(k-1)为前一个计算周期的实际采样值，I_{En_x}_(k-2)为前2个计算周期的实际采样值；I_{En_y}_(k-1)为前一个计算周期的滤波后的值，I_{En_y}_(k-2)为前2个计算周期的滤波后的值。I_En初值为零。

6.一种功率可回馈的有源全谐波消弧***，其特征在于，包括控制模块，及与其连接的并网电压采样模块、并网电流采样模块、直流电压采样模块、电网侧功率补偿模块和故障电流采样模块，其中：

所述电网侧功率补偿模块包括依次连接的整流桥电路和逆变桥电路，所述整流桥电路的输入端通过电抗连接至三相电网，所述逆变桥电路的输出端通过补偿变压器与三相电网的消弧线圈串联；

所述并网电压采样模块用于采集三相电网的线电压U_AB和U_BC；

所述并网电流采样模块用于采集三相电网的输入电流I_SA、I_SB、I_SC；

所述直流电压采样模块用于采集实际直流电压U_DC；

所述故障电流采样模块用于采集三相电网的故障电流I₀和补偿电流I_Z；

所述控制模块的整流脉冲输出端与整流桥电路连接，其逆变脉冲输出端与逆变桥电路连接，所述控制模块根据采集的线电压U_AB和U_BC，输入电流I_SA、I_SB、I_SC，实际直流电压U_DC，故障电流I₀和补偿电流I_Z产生整流脉冲信号和逆变脉冲信号。