CN105580497A - 电子谐振及绝缘半桥zeta转换器 - Google Patents

Abstract

一种电子半桥ZETA转换器，包括：变压器(T)，其中，半桥(S₁、S₂)连接至变压器(T)的初级绕组(T1)，并且电容(C_A1、C_A2)和二极管(D_A1、D_A2)与半桥开关(S₁、S₂)相关联。ZETA转换器连接至变压器(T)的次级绕组(T2)，转换器包括第一电感，第一电感包括变压器(T)的漏电感(L_M)和第二电感(L₀)。转换器包括控制单元(112)，控制单元驱动半桥开关。在切换周期的第四时间间隔期间，所述第一开关(S₁)和所述第二开关(S₂)断开，使得与所述第二开关(S₂)相关联的电容(C_A2)充电并且与所述第一开关(S₁)相关联的电容(C_A1)放电，从而实现零电压切换。

Description

电子谐振及绝缘半桥ZETA转换器

技术领域

本公开涉及电子转换器。

本公开是在特别关注改进半桥ZETA转换器的驱动的情况下设计的。

背景技术

包括例如至少一个LED(发光二极管)或其它固态照明装置的光源的电子转换器可以供应直流输出。例如，这样的电流可以是稳定或者也可以随着时间变化，以便设置光源发出的光的亮度(所谓的调光功能)。

图1示出可行的照明***，该照明***包括电子转换器10和照明模块20(包括例如至少一个LEDL)。

例如，图2示出包括例如LED链(即，多个串联连接的LED)的照明模块20的实例。例如，在图2中，示出了四个LEDL₁、L₂、L₃以及L₄。

电子转换器10通常包括控制电路102和电源电路12(例如，开关电源AC/DC或DC/DC)，该电源电路(例如从电线)接收供电信号作为输入并且通过电源输出106供应直流电作为输出。这样的电流可以是稳定的或者可以随着时间变化。例如，控制电路102可以经由电源电路12的参考通道I_ref设置LED模块20所需的电流。

例如，这样的参考通道I_ref可以用于调节照明模块20发出的光的强度。事实上，通常，可以通过调节在照明模块中流动的平均电流(例如，通过设置较低的参考电流I_ref或者通过脉宽调制(PWM)信号断开电源电路12)实现LED模块20发出的光强度的调节。

然而，如果模块20供应有稳定电压，即，如果转换器12是电压生成器，通常需要布置与光源L串联连接的电流调节器，以便限制电流。在这种情况下，还可以经由这样的电流调节器实现调光功能，例如：

a)通过借助驱动信号(例如，PWM信号)有选择地激活或者导通这样的电流调节器，

b)如果使用可调节的电流调节器，那么通过设置电流调节器的基准电流。

一般来说，存在很多类型的电子转换器，电子转换器主要被分成隔离式和非隔离式转换器。例如，非隔离式转换器是“降压”、“升压”、“降压-升压”、“古卡(Cuk)”、“SEPIC”以及“ZETA”转换器，而隔离式转换器是“逆向”、“正向”、“半桥”以及“全桥”转换器。这样的转换器类型对于本领域技术人员来说是众所周知的。

例如，图3示出了作为DC/DC转换器操作的ZETA转换器的电路图。本领域技术人员应当理解输入交流电可经由整流器(例如，二极管桥式整流器)以及可能的滤波电容器转换为直流电。

基本上，ZETA转换器包括电子开关S、二极管D、两个电感器L₀和L₁以及两个电容器C₀和C₁，并且因此表示第四级转换器。

在目前考虑的实例中，转换器12经由两个输入端子110接收电压V_in作为输入并且经由两个输出端子106供应调节电压V_o或调节电流i_o作为输出。

具体地，输入110的第一端子通过开关S连接至电感器L₁的第一端子并且输入110的第二端子直接连接至电感器L₁的第二端子并且表示接地GND。

在所考虑的实例中，电感器L₁的第一端子通过电容器C₁连接至二极管D的阴极，并且电感器L₁的第二端子直接连接至二极管D的阳极。二极管D的阳极，即，电感器L₁的第二端子，还直接连接至输出106，具体地，输出106的第二端子。

二极管D的阴极经由第二电感器L₀连接至输出106的第一端子。最后，电容器C₀与输出106并联连接，即，直接连接至输出106的端子。

在所考虑的实例中，负载R_L连接至这样的输出106，其例如可以是先前所描述的照明模块20。

如前所述，可以在电流或电压中进行控制。出于这个目的，通常使用控制单元112，该控制单元驱动开关S使得输出电压V_o或输出电流i_o被设为期望值，例如，基准电流I_ref。出于这个目的，可按本身已知的方式使用适配为检测电流i_o或电压V_o的传感器。

参考图4a和4b，将描述这样的ZETA转换器的可能的驱动。

具体地，如在图4a中所示，在第一操作间隔期间，开关S闭合并且二极管D是OFF，即，二极管D反向偏置。在这种情况下，电感器L₁节省从输入接收的能量并且电容器C₁通过输出开关L₀和电容器C₀将能量供应至负载R_L。在这种条件下，流过电感L₁和L₀的电流以基本线性的方式增大，而没有电流流过二极管D。

相反，如在图4b中示出的，在第二操作间隔期间，开关S断开并且二极管D是ON。事实上，二极管D正向偏置，因为电感L₁两端的电压的偏置是反向的。在这个条件下，流过电感器L₁和L₀的电流以基本线性方式减少。具体地，在电感L₁中保存的能量主要传递至电容器C₁并且负载主要从电感器L₀接收能量。因此，流过二极管D的电流是：

i_D＝i_C1+i_Lo(1)

由HuaiWEI等人在论文“Comparisonofbasicconvertertopologiesforpowerfactorcorrection”，IEEEProceedingsSoutheastcon'98,p.348-353,24-26th1998年4月,Orlando,FL中描述了有关这样的ZETA转换器的操作的细节，在本文中将其内容结合于此作为参考。

图5示出ZETA转换器的可替换实施方式，其中，电容器C₁和电感器L₀的布置不同。

在目前所考虑的实施方式中，电感器L₁的第一端子直接连接至输出106，具体地连接至输出106的第一端子。相反，电感器L₁的第二端子通过电容器C₁连接至二极管D的阳极，其中，二极管D的阴极直接连接至输出106的第一端子，即，连接至电感器L₁的第一端子。

在所考虑的实施方式中，二极管D的阳极通过电感器L₀连接至输出106的第二端子。

最后，还是在这种情况下，电容器C₀并联连接至输出106，即，直接连接至输出106的端子。

因此，在目前所考虑的实施方式中，电容器C₁和电感器L₁的位置已改变：在图3中，它们在电感器L₁的第一端子与第一输出端子之间串联连接，而在图5中电容器C₁和电感器L₀在电感器L₁的第二端子与第二输出端子之间串联连接。

然而，总操作原理基本不变。

通常，两个操作间隔以固定频率周期性地重复，其中，经由PWM信号控制能量传输，即，第一间隔和第二间隔的持续时间是变量，而持续时间的总和是恒定的。

本领域技术人员应当理解的是这样的PWM驱动和操作间隔的持续时间的控制是众所周知的并且能够例如通过输出电压或电流经由误差放大器的反馈来实现。例如，在通过电流控制的情况下，第一间隔的持续时间增加直至(平均)输出电流达到预定阀值。

在现有技术的已知状态中，已另外提出使用某种称为“软切换”的驱动来驱动这样的ZETA转换器，其中，当两端的电压开关S为零时切换开关S(零电压切换，ZVS)。事实上，这种类型的驱动可以减少切换损耗和电磁干扰(EMI)。

例如，TSAI-FU等人的论文“DesignoptimizationforasymmetricalZVS-PWMzetaconverter”，IEEETransactionsonAerospaceandElectronicSystems,Vol.39,Iss.2,p.521–532，2003年4月，描述了为这样的目的使用有源箝位，将其内容结合于此作为参考。

具体地，如所述论文的图2中示出的，可以通过用包括初级绕组T1和次级绕组T2的变压器T替代电感器L₁将ZETA转换器变换成隔离式ZETA转换器。具体地，变压器T可以建模为具有给出的匝数比1:n的理想变压器，电感Lm与初级绕组T1并联连接，表示变压器T的磁化电感，并且电感Lr与初级绕组T1串联连接，模拟漏电感。此外，开关S还可以布置在变压器的初级绕组与地之间，这使得能够使用N-MOS晶体管。随后，包括电子开关(论文中的S2)和电容器(电容器Cc)的“有源箝位”被加到所述隔离式ZETA转换器。根据上述论文的教导，然后用4个驱动模式驱动开关S1和S2，这在所述论文的图3和图4中示出。

基本上，WUTSAI-FU的论文描述了这样的转换器被适用于在零电压处切换开关S1和S2以及在零电流处切换二极管。具体地，在章节“F.SelectionofResonantInductorandClampingCapacitor”中，陈述了如果变压器的泄漏电感器Lr具有足以释放开关以及其他电容器的电容的存储能量(参见该论文的等式(35))，则可以获得零电压切换。

基于这样的因素，论文指示能够根据流过开关S1和S2的电流、输入电压、占空比以及电容Cr的值确定变换器的漏电感的最小值的两个关系(等式(37)和(39))。

此外，论文提出根据漏电感、占空比和切换频率(参见该论文的等式(41))确定箝位电容器(该论文中的Cc)的规格(dimension)，使得漏电感Lr和箝位电容器的谐振频率的半周期高于开关S1断开期间的最大时间。

例如，在文章中，使用等于20μH的漏电感和0.22μH的箝位电容器。

然而，发明人已观察到这种部件的规格具有大量缺点。事实上，当开关S1断开时或者当开关S2闭合时，电容器Cc的规格使漏电感Lr和箝位电容器Cc的谐振电流不同于零。因此，在这种情况下，ZETA转换器的二极管不会在零电流处切换，这例如在该论文的图14中可见。此外，如在“C.Selectionofpowerswitchesanddiode”中所描述的，开关必须具有低电容，因为否则开关的零电压切换可能会受到损耗，或者变压器的漏电感应当很高。因此，开关的电容的标准值是42pF。

发明内容

本发明目的在于克服以上概述的缺点。

根据本发明，由于具有所附权利要求中阐述的特征的电子半桥ZETA转换器实现了该目的。该权利要求还涉及用于操作电子半桥ZETA转换器的相关方法，以及用于设计电子半桥ZETA转换器的相应方法。

权利要求是关于本发明的在本文中提供的技术教导的完整部分。

如前所述，本说明书涉及通过输出提供供电信号的电子半桥ZETA转换器。

在各种实施方式中，电子半桥ZETA转换器包括具有初级绕组和次级绕组的变压器，其中，每个绕组至少包括第一和第二端子。此外转换器还包括半桥，即，第一电子开关和第二电子开关，其被配置为将初级绕组的第一端子有选择地连接至供电信号或接地，其中，相应电容和相应二极管与半桥的每个开关相关联。最后，转换器还包括初级侧上的至少一个电容器，该至少一个电容器连接在初级绕组的第二端子与供电信号和/或接地之间。

在各种实施方式中，转换器包括变压器的次级侧上的ZETA转换器。具体地，在各种实施方式中，这样的ZETA转换器包括并联连接的三个分支，其中：

a)第一分支包括第一电容器，第一电容器与变压器的次级绕组串联连接，并且因此第一分支包括变压器的磁化电感(以及与变压器的初级绕组和/或次级绕组并联连接的可能的其他电感器)以及第一电容器，

b)第二分支包括二极管，以及

c)第三分支包括与第二电感串联连接的第二电容器，其中，输出与第二电容器并联连接。

在各种实施方式中，半桥开关的切换由控制单元驱动。例如，在各种实施方式中，控制单元以周期性地重复的四个时间间隔驱动第一和第二电子开关：

a)第一时间间隔，其中，第一开关导通并且第二开关断开，使得来自供电信号的电流流过过变压器的初级绕组以及这样的电流增大；

b)随后的第二时间间隔，其中，第一开关断开并且第二开关断开；

c)随后的第三时间间隔，其中，第一开关断开并且第二开关导通；以及

d)随后的第四时间间隔，其中，第一开关断开并且第二开关断开。

具体地，在各种实施方式中，在第二间隔期间，与第一开关相关联的电容充电并且与第二开关相关联的电容放电，反之亦然，在第四间隔期间，与第一开关相关联的电容放电并且与第二开关相关联的电容充电，这使得能够在零电压处进行开关的切换。

具体地，虽然在WUTSAI-FU的论文中在第四时间间隔期间漏电感有助于使与第一开关相关联的电容放电并且有助于使与第二开关相关联的电容充电，根据本公开内容，现在经由ZETA转换器的电感执行这样的功能，即，变压器的磁化电感(以及与变压器的初级和/或次级绕组并联连接的可能的其他电感)。并且以这样的方式确定ZETA转换器的第三分支的电感的规格，即，电感在第四时间间隔期间提供电流，该电流对与第二开关相关联的电容充电并且使与第一开关相关联的电容放电。

由于这样的大小(sizing)，半桥的中间点处的包括与半桥的开关相关联的电容的等效电容还可以在200pF与之1,5nF间。

事实上，通过了解这样的等效电容，电感可以根据输入电压、转换器的占空比(即，第一时间间隔的持续时间相对于切换周期的持续时间)、通过输出提供的输出电流、以及半桥的中间点处的等效电容来确定规格。

在各种实施方式中，在第三时间间隔期间，发生谐振电路的振荡，谐振电路包括连接至初级绕组的第二端子的电容器，与变压器的次级绕组串联连接的电容器和变压器漏电感。在各种实施方式中，这样的谐振电路的规格被确定为使得：

a)在第三时间间隔期间，存在一个或各种这样的谐振电路的谐振的完全的半周期，并且

b)流过二极管的电流在第三时间间隔结束时为零。

因此，由于这样的规格，ZETA转换器的二极管还可以零电流切换。

附图说明

现将参照附图，仅通过非限定性的实例来描述本发明，其中：

-已在前文中描述了图1至图5。

-图6示出根据本说明书的电子半桥ZETA转换器；以及

图7至图12示出图6的转换器的驱动的实施方式的细节。

具体实施方式

在以下描述中，给出大量具体细节以提供对实施方式的全面理解。无需一个或几个具体细节，或者通过其他方法、元件、材料等，能够实施实施方式。在其他情况下，未详细显示或描述众所周知的结构、材料或操作，以免实施方式的方面晦涩难懂。

贯穿该说明书，引用“一种实施方式”或“实施方式”是指结合实施方式来描述的具体的特征、结构或特性包含在至少一种实施方式中。因此，出现在说明书各处的短语“在一个实施方式中”或“在实施方式中”不一定全部指代同一实施方式。而且，在一个或多个实施方式中，特定特征、结构或特性可通过任何合适的方式组合。

在本文中提供的标题仅仅为了方便起见，并不解释实施方式的范围或意义。

基本上，同样本说明书的电子ZETA转换器经由半桥式驱动，并且因此这个拓扑通常称为半桥ZETA转换器。

在该拓扑中，转换器包括变压器T，变压器T包括初级绕组T1和次级绕组T2。具体地，可用给定的匝数比1:n、代表变压器T的磁化电感的电感器L_M以及代表变压器T的漏电感的电感器L_R将变压器T建模为理想的变压器。

由于可通过变压器的磁化电感表示第二电感器，变压器的次级侧上的连接对应于典型的ZETA转换器，即，二极管、两个电容器和电感器。

相反，在变压器的初级侧上不使用单一开关，但变压器的初级绕组的第一端子连接至半桥，即，两个开关之间的中间点，并且因此这样的半桥被配置为有选择地将变压器的初级绕组的这样的第一端子连接至输入电压或接地。此外，变压器的初级绕组的第二端子至少通过电容器连接至输入电压和/或接地。

例如，图6示出电子半桥ZETA转换器的可能的实施方式。

同样在这种情况下，转换器12经由两个输入端子110接收供电信号作为输入(例如，直流电压V_in)，并且经由两个输出端子106供应调节电压V_o或调节电流i_o作为输出。

在目前所考虑的实施方式中，转换器12包括半桥，即，在两个输入端子110之间串联连接的两个电子开关S₁和S₂，其中，经由控制单元112驱动电子开关S₁和S₂的切换。例如，控制单元112可以是模拟和/或数字电路，例如，经由软件代码编程的微处理器。

例如，在实施方式中，这样的电子开关S₁和S₂是N-MOS晶体管或N沟道MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。

在目前所考虑的实施方式中，这样的开关S₁和S₂具有并联连接的相应的电容C_A1、C_A2和相应二极管D_A1、D_A2。例如，电容C_A1和C_A2可以代表MOSFET的本征电容和/或可用附加电容器实现，可与开关S₁和S₂并联连接。

具体地，根据本公开内容，开关S₁和S₂的电容甚至可以显著高于WUTSAI-FU在论文中提到的值42pF。例如，开关S1和S2的电容C_A1和C_A2的总和甚至可以达到1.5nF。例如，在使用MOSFET的情况下，开关S₁和S₂的电容可以达到100-200pF，但通常必须增加并联电容，以便使切换前沿慢下来并且减少EMI，并且因此两个开关S₁和S₂之间的节点的总电容可以达到1.5nF，优选地，在200pF与1nF之间。

相反，二极管D_A1和D_A2可以代表MOSFET的体二极管和/或可以通过另外的二极管实现。

例如，在所考虑的实施方式中，变压器T的初级绕组T1的第一端子直接连接至两个电子开关S₁与S₂之间的中间点。相反，变压器T的初级绕组T1的第二端子经由电容器C_RP连接至第二输入端子，其代表第一接地GND₁。因此，开关S₁eS₂可以用于将变压器T的初级绕组T1的第一端子有选择地连接至电压V_in或接地GND₁。

通常，在变压器的次级侧上，ZETA转换器包括并联连接的三个分支：

-第一分支包括变压器的次级绕组T2(并且因此磁化电感L_M)和电容器C_RS；

-第二分支包括二极管D；以及

-第三分支分支包括电感器L₀和电容器C₀，其中，负载R_L(即，输出106)与电容器C₀并联连接。

在目前所考虑的实施方式中，变压器T的次级侧上的连接基本上对应于图5中所示出的。然而，也可以使用图3中的图。

具体地，在目前所考虑的实施方式中，变压器T的次级绕组T2的第一端子直接连接至输出106，具体地连接至输出106的第一端子。相反，次级绕组T2的第二端子通过电容器C_RS(对应于图5中的电容C1)连接至二极管D的阳极，其中，二极管D的阴极直接连接至输出106的第一端子。

在目前所考虑的实施方式中，二极管D的阳极经由输出电感器L₀连接至第二输出端子106，其代表第二接地GND₂，由于变压器T的隔离效果优选地第二接地GND₂不同于接地GND₁并且因此用不同的接地符号表示。

最后，还是在这种情况下，电容器C₀并联连接至输出106，即，直接连接至输出106的端子。

在目前所考虑的实施方式中，在变压器T的次级侧上示出了变压器T的漏电感L_R，并且在变压器T的初级侧上示出了磁化电感L_M。一般来说，这样的电感L_M和L_R还可以包括附加电感器，例如，与变压器T的初级绕组和/或次级绕组并联连接的电感器，和/或与变压器T的初级绕组和/或次级绕组串联连接的电感器。

因此，从电路的角度看，图6中示出的电路可与WUTSAI-FU的论文中示出的电路相比较。事实上，根据初级绕组T1的第二端子接地而不与电压V_in连接，开关S₁通过变压器T的初级侧一直执行控制来自电源V_in的能量流的功能。此外，电容器C_RS和C_RP的串联连接执行由WUTSAI-FU在论文中描述的箝位电容器Cc的功能。

然而，虽然获得了半桥开关的零电压切换，在WUTSAI-FU的论文中，多亏箝位电容Cc和漏电感L_r的规格，发明人观察到通过来自磁化电感L_M和输出电感L₀的能量流可以获得半桥开关的零电压切换。

在下文中将描述图6的开关S₁和S₂的驱动的可能的实施方式。

在目前所考虑的实施方式中，假定初级绕组T1的匝数比与次级绕组T2的匝数比相同，即，n＝1，这使得数学处理更简单。然而，所属技术领域的技术人员应当理解示例性情况也可以应用于匝数比彼此不同的一般情况。

图7示出了在这方面在这些驱动模式期间的某些信号的波形。具体地，图7a-7f分别示出：

a)开关S₁的驱动信号V_G1和开关S₂的驱动信号V_G2，

b)开关S₂两端的电压V_DS2，

c)对应于流过开关S₂、电容C_A2以及二极管D_A2的电流的总和的电流I_DS2，

d)对应于流过开关S₁、电容C_A1以及二极管D_A1的电流的总和的电流I_DS1，

e)流过二极管D的电流I_D，以及

f)电容C_RS两端的电压V_CRS。

具体地，在时间t0，开关S₁导通并且开关S₂仍断开。此外，在该操作模式(M1)期间二极管D_A1、D_A2以及D断开。在图8a中示出该驱动模式的相应等效电路。

具体地，由于在下文中变得清楚，在目前所考虑的实施方式中，开关S₁在零电压(ZVS)处导通。

基本上，在该驱动模式期间，对应于V_in–V_CRP的电压(即，电容器C_RP两端的电压)施加于变压器T的初级绕组T1，即

V_T1＝V_in–V_CRP(2)

因此，相同的电压还施加于变压器T的次级开关T2，因为n＝1：

V_T2＝V_T1(3)

次级绕组T2两端的电压和电容器C_RS两端的电压V_CRS施加于电感器L₀和输出106，即，C₀和R_L。典型地，电感L_R远小于电感L₀，即，L_R<<L₀，并且因此可以忽略电感L_R两端的电压。因此，在该模式期间流动通过电感器L₀的电流I_Lo基本上对应于：

$I_{LO}\left(t\right)=I_{LO}\left(t0\right)+\frac{(V_{T2}+V_{CRS}-V_o)}{L_0}(t-t0)---\left(4\right)$

即，在该操作模式期间，流动通过电感L₀的电流I_Lo以基本线性的方式增大，在时间t0从电流I_Lo(t0)的值开始，也在图7d中可见，示出了流动通过开关S₁的电流I_DS1。

在时间t1处，开关S₁断开并且开关S₂仍断开。因此，在时间t1处，流动通过电感器L₀的电流I_Lo已达到以下值：

$I_{LO}\left(t1\right)=I_{LO}\left(t0\right)+\frac{(V_{T2}+V_{CRS}-V_o)}{L_0}(t1-t0)---\left(5\right)$

此外，在该操作模式(M2)期间，二极管D_A1、D_A2、以及D仍断开。在图8b中示出该驱动模式的相对应的等效电路图。

在目前所考虑的实施方式中，流动通过变压器T的初级侧的电流I_P(即，流动通过磁化电感的电流I_LM和流动通过理想的初级绕组T1的电流(即，例如，电感器L₀两端的电流))也流动通过电容C_A1和C_A2：

I_P＝I_LM+I_L0(6)

因此，在该操作模式期间，电容器C_A2被放电，并且由于该电流导致开关S₂两端的电压V_DS2降低至零。例如，如在图7b中示出的，开关S₂两端的电压V_DS2(并且因此电容C_A2两端的电压也)减小。

在时间t2处，开关S₂两端的电压V_DS2达到零。因此，在该操作模式(M3)期间，在该点，流动通过变压器T的初级侧的电流I_P仅仅流动通过二极管D_A2并且开关S₂两端的电压V_DS2仍设置为零，其创造了开关S₂的零电压切换的条件。此外，在该操作模式期间，二极管D导通并且谐振电路(包括串联连接的电感L_R、电容器C_RS和C_RP)的电流以及流动通过电感器L₀的电流开始流动通过二极管D(例如参见图7e)：

I_D＝I_CRS+I_Lo(7)

在图8c中示出该驱动模式的相应等效电路图。

在时间t3处，开关S₂导通并且开关S₁仍断开。因此，在该操作模式(M4)期间，二极管D_A1、D_A2断开并且二极管D仍然导通。在图8d中示出该驱动模式的相应等效电路图。

基本上，在该操作模式中，驱动信号V_G2导通开关S₂，并且由于电压V_DS2通过二极管D_A2已被设置为零的事实，在零电压处进行切换。

此外，流动通过二极管D的电流的谐振频率基本上对应于：

$fr=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_R{C}_R}}---\left(8\right)$

其中C_R对应于与电容C_RS串联连接的电容C_RP。

基本上，在该模式期间对电容器C_RS再次充电，在图7f中示出，并且磁化电感L_M中的磁化电流增大。

因此，在时间t4处，流动通过二极管D的电流达到零并且二极管D断开，虽然开关S₂保持导通，但开关S₁保持断开，并且还是在该操作模式(M5)中，二极管D_A1、D_A2断开。在图8e中示出该驱动模式的相应等效电路。

具体地，发明人已观察到当流动通过电感器L₀的电流等于谐振电路(包括电感L_R和电容器C_RS和C_RP)的谐振电流时二极管D断开。

然而，可能存在这样的情况(通常占空比较低)，其中当谐振已结束时初级上的磁化电流仍为负的。

例如在图9a-9e中示出的，分别示出：

a)开关S₁的驱动信号V_G1和开关S₂的驱动信号V_G2，

b)开关S₂两端的电压V_DS2，

c)对应于流过开关S₁、电容C_A1以及二极管D_A1的电流的总和的电流I_DS1，

d)对应于流过开关S₂、电容C_A2以及二极管D_A2的电流的总和的电流I_DS2，

e)流过二极管D的电流I_D。

因此，在这种情况下，流动通过电感器L₀的电流I_L0将不再流过二极管D，但其会开始流过电容器C_RS，其在图10中示出。然而，这样的电流还将在漏电感L_R上施加电流，使其电压从负回到零。

例如在图11a-11c中示出的，分别示出：

a)电感L_R两端的电压V_LR，

a)电容器C_RS两端的电压V_CRS，以及电容器C_RP两端的电压V_CRP，以及

c)流过二极管D的电流I_D，流过电感器L₀的电流I_L0，以及电感L_R两端流动的电流I_LR。

具体地，在时间t4处，电流I_LO和I_LR相等并且相反，并且因此流过二极管D的电流I_D为零(参见图11c)并且电流I_LO使电感L_R两端的电压V_LR为零(参见图11a)，即：

V_T1＝V_CRP＝V_T2<V_CRS

并且忽略漏电感L_R两端的电压、二极管两端的电压V_D是：

V_D＝V_CRS–V_T2<0

因此，电流将不会再流过二极管D，但其将使电容器C_RP充电并使电容器C_RS放电。然而，在时间t4’处，两个电容器两端的电压相同，即，初级绕组T1两端的电压V_T1等于次级绕组T2两端的电压，等于电容器C_RP两端的电压，并且等于电容器C_RS两端的电压：

V_T1＝V_CRP＝V_T2＝V_CRS

并且因此二极管D两端的电压为零：

V_D＝0

因此，从时间t4’，电流I_LO可在二极管D两端再次流动，但现在与时间t3时电路相同并且电感L_R可以再次与电容器C_RP和C_RS开始振荡，并且因此新的振荡将会开始；即，在第三时间间隔期间可能存在一个或几个这种振荡的谐振的半周期。

在时间t5，开关S₂断开，同时开关S₁仍断开。此外，在该操作模式(M6)中二极管D_A1、D_A2以及D断开。在图8f中示出该驱动模式的相应等效电路图。在该背景下，部件的规格和切换周期应当确保在时间t5不再振荡(如在图9和图11中所示)，并且通过初级绕组的电流I_P已变为正。

因此，在该第一操作模式期间，变压器T的初级侧上的电流I_P使电容C_A1放电并且使电容充C_A2电直至开关S₂两端的电压在时间t6达到输入电压V_in，这在图7b-7d中示出。

事实上，在时间t6，二极管D_A1导通并且电压V_DS2对应于输入电压V_in，其生成开关S₁零电压切换的条件。在该操作模式(M7)期间，二极管D_A2和D保持断开。在图8g中示出该操作模式的相应等效电路图。

因此，在各种实施方式中，控制单元用以下步骤驱动半桥切换，步骤周期性地重复：

-在第一时间间隔Δt1期间，开关S₁导通并且开关S₂断开(时间t0-t1)；

-在第二时间间隔Δt2期间，开关S₁断开并且开关S₂断开(时间t1-t3)；其中，在所述第二时间间隔Δt2期间，与开关S₂相关联的电容C_A1被充电并且与开关S₂相关联的电容C_A2被放电，创造了开关S₂的零电压切换的条件；

-在第三时间间隔Δt3期间，开关S₁断开并且开关S₂导通(时间t3-t5)；其中，在所述第三时间间隔Δt3期间，磁化电感的磁化电流增大并且ZETA转换器的二极管D在零电流处断开；以及

-在第四时间间隔Δt4期间，开关S₁断开并且开关S₂断开(时间t5-t0)；其中，在这样的时间间隔Δt4期间，与开关S₂相关联的电容C_A2被充电并且与开关S₁相关联的电容C_A1被放电，创造开关S₁的零电压处切换的条件。

因此，可以控制开关S₁导通的第一时间间隔Δt1的持续时间使得输出电压V_o达到预定值，例如，如在等式(5)中示出。例如，出于该目的，可以使用输出电压V_o的反馈，该反馈增大或减小这样的持续时间直至供应信号达到预定值。

在各种实施方式中，间隔Δt2和Δt4可以是恒定的，并且间隔Δt3的持续时间可以改变以具有固定的切换频率，即，

Δt3＝Ts-Δt1-Δt2-Δt4(9)

其中，Ts是恒定的切换周期的持续时间。

将在下文中说明有关实现开关S₁和S₂的零电压切换的各种部件的规格的一些总体考虑。

具体地，发明人已观察到，由于先前描述的驱动布置，在时间t1开关S₁的切换和在时间t3开关S₂的切换不是非常重要的。然而，可能会出现情况，其中：

a)开关S₁不会在时间t0处进行零电压处的切换，因为开关S₂两端的电压V_DS2还没达到输入电压V_in的值，和/或

b)在时间t5处的开关S₂的切换在零电流处断开二极管D。

图12示出了在这方面操作模式M6的简化电路图。

具体地，在所考虑的实施方式中，电容器C_eq并联连接至开关S₂。此外，包括电感L_P和电容C_RP的电路LC并联连接至开关S₂。

在目前所考虑的实施方式中：

a)电容器C_RP两端的电压V_CRP视为基本恒定；

b)电感器L_P代表与电感器L₀并联连接的磁化电感(而且这种情况下还忽略漏电感L_R)；

c)电容C_eq代表电容C_A1、C_A2和可能的其他电容，其中，电容C_eq通常远小于电容C_RP(C_eq<<C_RP)。

如前所述，当在时间t5断开开关S₂，电压V_DS2从0V开始增大。

如果流过变压器T的初级侧的电流I_P在时间t5等于零，电压V_DS2以以下频率开始振荡：

$fr=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_P{C}_{eq}}}---\left(10\right)$

在操作模式M6中电压V_DS2可以达到的最大值基本上对应于振荡的峰对峰值(peak-to-peakvalue)，并且最小值V_DS2,min对应于

V_DS2,min＝2·V_in·D_min(11)

其中，D_min代表最小占空比，即，输出电压V_o与输入电压V_in之间的最小比例的占空比。

然而，由于这一的占空比通常低于0、5，在时间t6处电压V_DS2不能达到V_in，这对实现开关S₁的零电压切换是很重要的。

因此，根据本说明书，经由电感器L_P提供损失的能量，电感器必须存储至少以下能量：

$\frac{1}{2}{L}_P{I_p}^2\&GreaterEqual;\frac{1}{2}{C}_{eq}\&lsqb;{V_{in}}^2-{(2\&CenterDot;V_{in}\&CenterDot;D_{\min })}^2\&rsqb;---\left(12\right)$

其中电流I_p对应于：

$I_p=\frac{V_{in}\&CenterDot;D_{\min }\&lsqb;(1-D_{\min })T_s\&rsqb;/2}{L_P}-(I_o-\frac{{\mathrm{\&Delta;I}}_{L0}}{2})---\left(13\right)$

例如，如果最小占空比D_min高于0.5(D_min>0.5)，电流也可以为零，即，

$\frac{V_{in}\&CenterDot;D_{\min }\&lsqb;(1-D_{\min })T_s\&rsqb;/2}{L_P}-(I_o-\frac{{\mathrm{\&Delta;I}}_{L0}}{2})=0---\left(14\right)$

并且因此，电感L_P的值可被计算为：

$L_P\&le;\frac{V_{in}\&CenterDot;D_{\min }\&lsqb;(1-D_{\min })T_s\&rsqb;/2}{(I_o-\frac{{\mathrm{\&Delta;I}}_{L0}}{2})}---\left(15\right)$

相反，如果最小占空比D_min低于0.5(D_min<0.5)，电流I_p必须供应损失的能量。例如，这可以以下方式确定L_P的规格来获得：

$L_P\&le;\frac{(2BC+A)-\sqrt{{(2BC+A)}^2-4B^2{C}^2}}{2C^2}---\left(16\right)$

其中：

_{_}A＝C_eq[V_in ²-(2·V_inD_min)²]

_{_}B＝V_in·D_min[(1-D_min)T_S]/2

$C_{-}=(I_o-\frac{{\mathrm{\&Delta;I}}_{L0}}{2})$

因此，通过了解电感L_p的值，可以确定电感L_M和L₀的规格。

例如，通常根据在输出处期望的电流波动ΔI_L0确定电感L₀的大小(size)，就好像这是Buck转换器。

因此，通过知道L_p和L₀，可以求以下等式的解以便计算L_M的值：

$L_p=\frac{(L_M*n^2*L_0)}{(L_M+n^2*L_0)}$

最后，谐振时间限定了最大占空比。因此，通过减少时间Tr能够获得更高的占空比，并且输出电压可以更多地变化。为此，利用先前描述的规格，这样的时间应当低于开关S₁断开的最小时间，即：

$Tr=\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_R{C}_R}\&le;(1-D_{max})T_s---\left(17\right)$

其中D_max是最大占空比。

然而，通过减少持续时间Tr，二极管D的电流峰值增大。在这方面，发明人已观察到持续时间Tr的合理值是：

$Tr=\frac{1}{4}{T}_s---\left(18\right)$

其中，T_s是转换器的切换周期，即，S₁开关导通的两个相继时间t0之间的持续时间。

最后，为了通过在零电流断开二极管D使得在时间t5实现开关S₂的切换，电容C_R的值可被计算为：

$C_R\&le;\frac{{\mathrm{Tr}}^2}{{\mathrm{\&pi;}}^2{L}_R}---\left(19\right)$

例如，如果输入电压V_in是400VDC，输出电流在0与2A之间，并且切换频率fs在20与100kHz之间，部件可具有以下值：

-高达1.5nF的电容C_eq；

-在200μH与3mH之间的电感L_p。

因此，在先前描述的规格并且考虑60W的供应的情况下，可以使用具有大约100pF的电容的MOSFET，其中，高达400pF电容的附加电容器可以与每个开关并联连接。事实上，在这种情况下，切换节点中的等效电容C_eq因此可被视为大约1000pF的电容。

因此，通过以合适的方式确定各个部件的大小，先前所描述的驱动方法因此可以零电压操作开关S₁和S₂。还可以获得可能的占空比/输出电压的宽间隔的这样的零电压切换。此外，同样零电流切换ZETA转换器的二极管。因此，半桥的切换可具有缩小的规格，而且电磁干扰也减小。

通常，以这种方法，可以固定的切换频率操作转换器，其中，可以在CCM模式和DCM模式两者中操作输出电感L₀。

当然，在不影响本发明的基本原则的情况下，在不背离本发明的范围(由所附权利要求限定所述范围)的情况下，相对于仅仅通过非限制性实例在本文描述的内容，细节和实施方式可甚至明显地变化。

Claims (10)

1.一种用于通过输出(106)来提供电源信号(V_o、i_o)的电子半桥ZETA转换器，所述电子半桥ZETA转换器包括：

-具有初级绕组(T1)和次级绕组(T2)的变压器(T)，其中，每个绕组(T1、T2)至少包括第一端子和第二端子，

-半桥(S₁、S₂)，包括将所述初级绕组(T1)的所述第一端子有选择地连接至供电信号(V_in)或接地(GND₁)的第一电子开关(S₁)和第二电子开关(S₂)，其中，相应电容(C_A1、C_A2)和相应二极管(D_A1、D_A2)与所述第一电子开关(S₁)和所述第二电子开关(S₂)相关联，

-至少一个电容器(C_RP)，连接在所述初级绕组(T1)的所述第二端子与所述供电信号(V_in)和/或所述接地(GND₁)之间，

-电子ZETA转换器，连接至所述次级绕组(T2)，其中，所述ZETA转换器包括并联连接的三个分支，其中：

a)第一分支包括第一电容器(C_RS)，所述第一电容器与所述变压器(T2)的所述次级绕组(T2)串联连接，使得所述第一分支包括第一电感，所述第一电感包括所述变压器(T)的磁化电感(L_M)以及与所述变压器(T)的所述初级绕组(T1)和/或次级绕组(T2)并联连接的可能的其他电感器，

b)第二分支包括二极管(D)，并且

c)第三分支包括与第二(L₀)串联连接的第二电容器(C₀)，其中，所述输出(106)与所述第二电容器(C₀)并联连接；以及

-控制单元(112)，被配置为以周期性地重复的以下时间间隔驱动所述第一电子开关(S₁)和所述第二电子开关(S₂)：

a)第一时间间隔(Δt1)，其中，所述第一开关(S₁)导通并且所述第二开关(S₂)断开，使得通过所述变压器的所述初级绕组而来自所述供电信号(V_in)的电流增大；

b)随后的第二时间间隔(Δt2)，其中，所述第一开关(S₁)断开并且所述第二开关(S₂)断开；

c)随后的第三时间间隔(Δt3)，其中，所述第一开关(S₁)断开并且所述第二开关(S₂)导通；以及

d)随后的第四时间间隔(Δt4)，其中，所述第一开关(S₁)断开并且所述第二开关(S₂)断开，因此与所述第二开关(S₂)相关联的电容(C_A2)充电并且与所述第一开关(S₁)相关联的所述电容(C_A1)放电，

其特征在于，所述第一电感(L_M)和所述第二电感(L₀)的规格确定为使得所述第一电感(L_M)和所述第二电感(L₀)在所述第四时间间隔(Δt4)期间提供电流，该电流对与所述第二开关(S₂)相关联的所述电容(C_A2)充电并使与所述第一开关(S₁)相关联的所述电容(C_A1)放电。

2.根据权利要求1所述的电子转换器，其中，在所述第三时间间隔(Δt3)期间发生谐振电路的振荡，所述谐振电路包括：连接在所述第一绕组(T1)的所述第二端子与所述供电信号(V_in)和/或所述接地(GND₁)之间的所述至少一个电容器(C_RP)；与所述变压器(T2)的所述次级绕组(T2)串联连接的所述第一电容器(C_RS)；和所述变压器(T)的漏电感(L_R)，其中，所述至少一个电容器(C_RP)、所述第一电容器(C_RS)和所述漏电感(L_R)的规格被确定为使得：

a)在所述第三时间间隔(Δt3)期间，发生所述谐振电路的所述振荡的一个或多个半周期，并且

b)流过所述二极管(D)的所述电流在所述第三时间间隔(Δt3)的终止处为零。

3.根据权利要求2所述的电子转换器，其中，所述至少一个电容器(C_RP)的所述电容和所述第一电容器(C_RS)的所述电容的规格被确定为使得：

$C_R\&le;\frac{{\mathrm{Tr}}^2}{{\mathrm{\&pi;}}^2{L}_R}$

其中C_R是与所述第一电容器(C_RS)串联连接的所述至少一个电容器(C_RP)的所述电容；Tr是所述第三时间间隔(Δt3)期间的最小持续时间，以及L_R是所述变压器(T)的所述漏电感(L_R)。

4.根据前述权利要求中任一项所述的电子转换器，其中，所述半桥(S₁、S₂)的中间点处的等效电容(C_eq)在200pF与1.5nF之间，所述等效电容(C_eq)包括与所述第一电子开关(S₁)和所述第二电子开关(S₂)相关联的所述电容(C_A1、C_A2)。

5.根据前述权利要求中任一项所述的电子转换器，其中，所述第一时间间隔(Δt1)、所述第二时间间隔(Δt2)、所述第三时间间隔(Δt3)以及所述第四时间间隔(Δt4)的持续时间的总和，即切换周期(T_s)，基本上是恒定的。

6.根据前述权利要求中任一项所述的电子转换器，其中，所述第二时间间隔(Δt2)的持续时间和所述第四时间间隔(Δt4)的持续时间基本上是恒定的。

7.根据前述权利要求中任一项所述的电子转换器，其中，所述第一电感(L_M)和所述第二电感(L₀)的值根据以下所述来确定规格：

a)所述供电信号(V_in)的电压，

b)所述第一时间间隔(Δt1)的持续时间相对于切换周期(T_s)的持续时间，即，占空比，

c)通过所述输出(106)提供的输出电流(i_o)，以及

d)所述半桥(S₁、S₂)的所述中间点处的所述等效电容(C_eq)，所述等效电容(C_eq)包括与所述第一电子开关(S₁)和所述第二电子开关(S₂)相关联的所述电容(C_A1、C_A2)。

8.一种根据权利要求1至7中任一项所述的电子转换器的操作方法，包括以周期性地重复的以下时间间隔驱动所述第一电子开关(S₁)和所述第二电子开关(S₂)：

a)第一时间间隔(Δt1)，其中，所述第一开关(S₁)导通并且所述第二开关(S₂)断开，使得通过所述变压器的所述初级绕组而来自所述供电信号(V_in)的电流增大；

b)随后的第二时间间隔(Δt2)，其中，所述第一开关(S₁)断开并且所述第二开关(S₂)断开；

c)随后的第三时间间隔(Δt3)，其中，所述第一开关(S₁)断开并且所述第二开关(S₂)导通；以及

d)随后的第四时间间隔(Δt4)，其中，所述第一开关(S₁)断开并且所述第二开关(S₂)断开，使得与所述第二开关(S₂)相关联的所述电容(C_A2)充电并且与所述第一开关(S₁)相关联的所述电容(C_A1)放电，

其中，所述方法包括：

-在所述第四时间间隔(Δt4)期间，经由所述第一电感(L_M)和所述第二电感(L₀)提供的电流对与所述第二开关(S₂)相关联的所述电容(C_A2)充电并且使与所述第一开关(S₁)相关联的所述电容(C_A1)放电。

9.一种设计根据权利要求1至7中任一项所述的电子转换器的方法，包括：

-确定所述第一电感(L_M)和所述第二电感(L₀)的规格使得所述第一电感(L_M)和所述第二电感(L₀)在所述第四时间间隔(Δt4)期间提供电流，该电流对与所述第二开关(S₂)相关联的所述电容(C_A2)充电并且使与所述第一开关(S₁)相关联的所述电容(C_A1)放电。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，在所述第三时间间隔(Δt3)期间发生谐振电路的振荡，所述谐振电路包括：连接在所述第一绕组(T1)的所述第二端子与所述供电信号(V_in)和/或所述接地(GND₁)之间的所述至少一个电容器(C_RP)；与所述变压器(T2)的所述次级绕组(T2)串联连接的所述第一电容器(C_RS)；和所述变压器(T)的所述漏电感(L_R)，并且其中，所述方法包括：

-确定所述至少一个电容器(C_RP)的规格，所述第一电容器(C_RS)和所述漏电感(L_R)的规格被确定为使得：

a)在所述第三时间间隔(Δt3)期间发生所述谐振电路的所述振荡的一个或多个半周期，并且

b)流过所述二极管(D)的所述电流在所述第三时间间隔(Δt3)的终止处为零。