CN105580272B - 谐振电路及高频滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明的谐振电路(1)包括谐振器(11)。电感器(Lp1)与谐振器(11)并联连接。电感器(Ls1)与谐振器(11)和电感器(Lp1)的并联电路串联连接。此外，谐振器(11)和电感器(Lp1)的并联电路与电感器(Ls1)的串联电路上并联连接有可变电容器(Cp1)，这些电路上串联连接有可变电容器(Cs1)。由此来提供能应对更多通信信号的谐振电路及高频滤波器。

Description

谐振电路及高频滤波器
技术领域
本发明涉及包含具有谐振点和反谐振点的谐振器的谐振电路、以及包括该谐振电路的高频滤波器。
背景技术
近年来的通信装置在各种频带下进行通信。因此，通信装置包括与多个频带相对应的多个滤波器，对每个不同通信信号所使用的滤波器进行切换。该滤波器优选为可调滤波器(可变滤波器)，所述可调滤波器能使通过特性横跨更宽的频带而可变，能用一个滤波器来处理多个通信信号。
专利文献1中公开了具有两个谐振器的T型可变滤波器的结构。专利文献1所记载的可变滤波器包括：串联连接于T型电路的输入输出间的两个谐振器；与各谐振器并联连接的电感器；以及串联连接于输入输出端子与谐振器之间的两个可变电容器。然后，在预先设定与两个谐振器并联连接的电感器的值以使得谐振器的谐振频率成为所希望的频率之后，对可变电容器进行调整，从而与可变滤波器所要求的通过特性相对应地使这些谐振器的谐振频率可变。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第5291159号说明书
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1中，主要通过改变谐振器的谐振频率来对可变滤波器的通过特性进行调整。因此，在专利文献1的可变滤波器中，能对传输特性中的通频带的中心频率进行调整的频率范围受到限定。另一方面，当前无线通信所使用的通信信号具有各种频带，在专利文献1所记载的技术中，无法构成能应对更多的通信信号的可变滤波器。
因此，本发明的目的在于提供能应对更多通信信号的谐振电路、以及高频滤波器。
解决技术问题所采用的技术手段
本发明所涉及的谐振电路的特征在于，包括：串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；与所述谐振器并联连接的第二电感器；以及与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二可变电容器。
本发明所涉及的谐振电路的特征在于，包括：串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二电感器；以及与串联连接的所述谐振器、所述第一电感器及所述第一可变电容器并联连接的第二可变电容器。
本发明所涉及的谐振电路的特征在于，包括：串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；与所述谐振器并联连接的第二电感器；以及与串联连接的所述谐振器、所述第一电感器及所述第一可变电容器并联连接的第二可变电容器。
本发明所涉及的谐振电路的特征在于，包括：串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二电感器；以及与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二可变电容器。
在该结构中，将第一电感器和第二电感器与谐振器相连接，使谐振器的谐振频率及反谐振频率的间隔变宽，再连接第一可变电容器和第二可变电容器，使谐振器的谐振频率及反谐振频率的间隔变窄。即，谐振电路能对谐振器的谐振频率及反谐振频率两者进行调整。由此，若使用谐振电路，则例如作为滤波器，能容易并精确地实现所希望的通过特性及衰减特性。
所述谐振器也可以是表面声波谐振器。
所述谐振器也可以是体声波谐振器。
发明效果
根据本发明，能使得谐振频率及反谐振频率两者都可变。而且，能实现可容易且精确地获得所希望的通过特性及衰减特性的滤波器。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的谐振电路的电路图。
图2是表示依次将各元件连接于谐振电路时的阻抗特性的图。
图3是实施方式2所涉及的谐振电路的电路图。
图4是表示依次将各元件连接于谐振器时的阻抗特性的图。
图5是实施方式3所涉及的谐振电路的电路图。
图6是表示依次将各元件连接于谐振器时的阻抗特性的图。
图7是实施方式4所涉及的谐振电路的电路图。
图8是表示依次将各元件连接于谐振器时的阻抗特性的图。
图9是实施方式5所涉及的高频滤波器的电路图。
图10是表示图9所示的高频滤波器的通频带特性的图。
图11是实施方式6所涉及的高频滤波器的电路图。
图12是表示图11所示的高频滤波器的通频带特性的图。
具体实施方式
(实施方式1)
图1是实施方式1所涉及的谐振电路1的电路图。
谐振电路1包括输入输出端子IO1、IO2。在输入输出端子IO1、IO2之间，从输入输出端子IO1侧起依次串联连接有谐振器11、电感器Ls1及可变电容器Cs1。电感器Ls1相当于本发明所涉及的第一电感器，可变电容器Cs1相当于本发明所涉及的第一可变电容器。
谐振器11是在阻抗特性上具有谐振点(谐振频率)和反谐振点(反谐振频率)的元件。具体而言，谐振器11是压电谐振器，例如由SAW(Surface Acoustic Wave：表面声波)设备构成。而且，本实施方式所涉及的谐振器11的中心频率为800MHz，特性阻抗为50Ω。此外，谐振器11也可以是BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)设备(体声波谐振器)。
电感器Lp1与谐振器11并联连接。更详细而言，电感器Lp1的一端与输入端子IO1相连接，另一端与谐振器11和电感器Ls1的连接点相连接。电感器Lp1相当于本发明所涉及的第二电感器。
串联连接的谐振器11和电感器Ls1上并联连接有可变电容器Cp1。可变电容器Cp1相当于本发明所涉及的第二可变电容器。
此外，作为能用作可变电容器Cs1、Cp1的可变电容元件，例如可列举出可变电容二极管、MEMS(Micro Electro Mechanical System：微机电***)型可变电容元件、使用了BST((Ba、Sr)TiO3)的强电介质层的可变电容电容器等。
在本实施方式中，将电感器Lp1与谐振器11并联连接(以下，在本实施方式中称为第一并联电路)。利用该结构，能优先将谐振器11的反谐振频率调整至高频侧。此外，在本实施方式中，将电感器Ls1与第一并联电路串联连接(在本实施方式中称为第一串联电路)。利用该结构，能优先将第一并联电路的谐振频率调整至低频侧。
另外，在本实施方式中，对第一串联电路并联连接有可变电容器Cp1(以下，在本实施方式中称为第二并联电路)。利用该结构，能优先将第一串联电路的反谐振频率调整至低频侧。此外，在本实施方式中，对第二并联电路串联连接有可变电容器Cs1。利用该结构，能优先将第二并联电路的谐振频率调整至高频侧。此外，通过使可变电容器Cp1、Cs1各自的电容变化，能对谐振电路1的谐振频率及反谐振频率各自的阻抗值进行调整。
以下对实施方式1所涉及的谐振电路1的谐振频率和反谐振频率的调整方法进行说明。在图1所示的谐振电路1中，对谐振器11依次连接电感器Lp1、电感器Ls1、可变电容器Cp1、可变电容器Cs1，对谐振器11的谐振频率及反谐振频率进行调整。
图2是表示依次将各元件连接于谐振器11时的阻抗特性的图。图2的横轴表示频率[MHz]，纵轴表示阻抗[Ω]。
图2所示的波形(1)示出在输入输出端子IO1、IO2间仅连接有谐振器11时的阻抗特性。该谐振器11的谐振频率约为775MHz，反谐振频率约为825MHz。
波形(2)示出在谐振器11上并联连接有10nH的电感器Lp1的第一并联电路的阻抗特性。将电感器与谐振器11进行并联连接，从而谐振器11的反谐振频率得以提高。在该第一并联电路中，谐振频率约为775MHz，反谐振频率约为955MHz。即，波形(2)与波形(1)相比，谐振频率不变，反谐振频率较高。另外，在本实施方式中，在阻抗值的变动较小的状态下，能将反谐振频率向高频侧进行调整。
波形(3)示出在第一并联电路上串联连接有10nH的电感器Ls1的第一串联电路的阻抗特性。将电感器Ls1与第一并联电路串联连接，从而第一并联电路的谐振频率得以降低。在该第一串联电路中，谐振频率约为730MHz，反谐振频率约为955MHz。即，波形(3)与波形(2)相比，反谐振频率不变，谐振频率较低。
波形(4)示出在第一串联电路上并联连接有可变电容器Cp1的第二并联电路的阻抗特性。波形(3)是将可变电容器Cp1设为5pF的情况下的波形。将可变电容器Cp1与第一串联电路并联连接，从而第一串联电路的反谐振频率得以降低。在第二并联电路中，谐振频率约为730MHz，反谐振频率约为777MHz。即，波形(4)与波形(3)相比，谐振频率不变，反谐振频率约低178MHz。而且，通过改变可变电容器Cp1的电容值，能对将反谐振频率降低多少进行调整。
波形(5)示出在第二并联电路上串联连接有可变电容器Cs1的电路、即实施方式1所涉及的谐振电路1的阻抗特性。波形(5)是将可变电容器Cs1设为5pF的情况下的波形。将电容器与第二并联电路串联连接，从而第二并联电路的谐振频率得以提高。在谐振电路1中，谐振频率约为751MHz，反谐振频率约为777MHz。即，波形(5)与波形(4)相比，反谐振频率不变，谐振频率约高19MHz。而且，通过改变可变电容器Cs1的电容值，能对将反谐振频率降低多少进行调整。
若将该波形(5)与波形(1)相比，则谐振频率及反谐振频率两者都较低。即，谐振电路1能使谐振器11的谐振频率及反谐振频率两者可变。其结果是，谐振电路1能对通过特性及衰减特性进行调整。
另外，在本实施方式中，在对谐振器11连接电感器Lp1、Ls1以使谐振频率和反谐振频率的间隔变宽之后，如图2的箭头所示，连接可变电容器Cp1、Cs1并对其电容值进行调整，从而进行设定，使得在上述变宽的谐振频率和反谐振频率的间隔内谐振电路1成为所希望的谐振频率和反谐振频率。
假设在谐振器11的谐振频率固定的状态下，即，在电感器Ls1未与谐振器11相连接的状态下仅变动反谐振频率的情况下，反谐振频率不会变得比谐振器11的谐振频率775HMz要低。在本实施方式中，通过连接电感器Ls1来降低谐振器11的谐振频率，从而能将反谐振频率调整成比谐振器11的谐振频率775MHz要低的770MHz。
另外，通过将电感器Lp1与谐振器11相连接，能增大反谐振频率的可变幅度。具体而言，在未连接电感器Lp1的谐振器11中，仅能在从约825MHz到约777MHz的范围内进行调整，与之相对，在连接有电感器Lp1的谐振电路1中，能在从约955MHz到约777MHz的范围内对反谐振频率进行调整。
由此，能实现仅用谐振器11所无法实现的谐振频率和反谐振频率，作为谐振电路1，能在更宽的频带中实现谐振频率和反谐振频率。
另外，暂时使谐振器11的谐振频率和反谐振频率的间隔变宽，从而能使由可变电容器Cp1、Cs1所实现的谐振频率和反谐振频率的可变幅度变宽。
由此，在本实施方式中，能构成可靠地适用于比谐振器单体或现有结构要多的通信信号的谐振电路1。此外，本实施方式所涉及的谐振电路1能使反谐振频率大幅变化，因此，对于使通频带的中心频率或带宽变化、或使衰减特性大幅变化的可变滤波器是有效的。
(实施方式2)
图3是实施方式2所涉及的谐振电路2的电路图。
在谐振电路2的输入输出端子IO1、IO2之间，从输入输出端子IO1侧起依次串联连接有谐振器12、电感器Ls2及可变电容器Cs2。电感器Ls2相当于本发明所涉及的第一电感器，可变电容器Cs2相当于本发明所涉及的第一可变电容器。
在谐振器12和电感器Ls2的串联电路(以下，在本实施方式中称为第一串联电路)上，并联连接有电感器Lp2。更详细而言，电感器Lp2的一端与输入端子IO1相连接，另一端与电感器Ls2和可变电容器Cs2的连接点相连接。电感器Lp2相当于本发明所涉及的第二电感器。
在串联连接的第一串联电路和可变电容器Cs2上，并联连接有可变电容器Cp2。可变电容器Cp2相当于本发明所涉及的第二可变电容器。
此外，谐振器12、电感器Ls2、Lp2以及可变电容器Cs2、Cp2分别是与实施方式1所涉及的谐振器11、电感器Ls1、Lp1以及可变电容器Cs1、Cp1相同的元件。
在本实施方式中，将电感器Ls2与谐振器12进行串联连接。利用该结构，能优先将谐振器12的谐振频率调整至低频侧。此外，在本实施方式中，将电感器Lp2与第一串联电路并联连接(在本实施方式中称为第一并联电路)。利用该结构，能优先将第一串联电路的反谐振频率调整至高频侧。
另外，在本实施方式中，对第一并联电路串联连接有可变电容器Cs2(以下，在本实施方式中称为第二串联电路)。利用该结构，能优先将第一并联电路的谐振频率调整至高频侧。此外，在本实施方式中，对第二串联电路并联连接有可变电容器Cp2。利用该结构，能优先将第二串联电路的反谐振频率调整至低频侧。
以下对实施方式2所涉及的谐振电路2的谐振频率和反谐振频率的调整方法进行说明。在图3所示的谐振电路2中，对谐振器12依次连接电感器Ls2、电感器Lp2、可变电容器Cs2、可变电容器Cp2，对谐振频率及反谐振频率进行调整(使得可变)。
图4是表示依次将各元件连接于谐振器12时的阻抗特性的图。图4的横轴表示频率[MHz]，纵轴表示阻抗[Ω]。
图4所示的波形(1)示出在输入输出端子IO1、IO2间仅连接有谐振器12的电路的阻抗特性。该谐振器12与实施方式1所涉及的谐振器11相同，谐振频率约为775MHz，反谐振频率约为825MHz。
波形(2)示出在谐振器12上串联连接有10nH的电感器Ls2的第一串联电路的阻抗特性。在该第一串联电路中，谐振频率约为660MHz，反谐振频率约为825MHz。即，波形(2)与波形(1)相比，谐振频率较低，反谐振频率不变。在该实施方式中，与实施方式1相比，能在阻抗值的变动较小的状态下使谐振频率可大幅变动至低频侧。
波形(3)示出在第一串联电路上串联连接有10nH的电感器Lp2的第一并联电路的阻抗特性。在该第一并联电路中，谐振频率约为660MHz，反谐振频率约为860MHz。即，波形(3)与波形(2)相比，谐振频率不变，反谐振频率较高。
波形(4)示出在第一并联电路上串联连接有可变电容器Cs2的第二串联电路的阻抗特性。波形(4)是将可变电容器Cs2设为5pF的情况下的波形。在第二串联电路中，谐振频率约为826MHz，反谐振频率约为860MHz。即，波形(4)与波形(3)相比，谐振频率约高166MHz，反谐振频率不变。另外，在本实施方式中，与实施方式1相比，能在阻抗值的变动较小的状态下对谐振频率进行调整。
波形(5)示出在第二串联电路上并联连接有可变电容器Cp2的电路、即实施方式2所涉及的谐振电路2的阻抗特性。波形(5)是将可变电容器Cs2设为5pF的情况下的波形。在谐振电路2中，谐振频率约为826MHz，反谐振频率约为840MHz。即，波形(5)与波形(4)相比，谐振频率不变，反谐振频率约低20MHz。
若将该波形(5)与波形(1)相比，则谐振频率及反谐振频率两者都较低。即，谐振电路2能使谐振器12的谐振频率及反谐振频率两者可变。其结果是，谐振电路2能对通过特性及衰减特性两者进行调整。
另外，在本实施方式中，在对谐振器12连接电感器Lp2、Ls2并使谐振频率和反谐振频率的间隔变宽之后，如图4的箭头所示，连接可变电容器Cp2、Cs2并使谐振频率和反谐振频率的间隔变窄。因此，与实施方式1相同，能实现仅用谐振器12所无法实现的谐振频率和反谐振频率，能使作为谐振电路所能实现的谐振频率和反谐振频率多样化。
另外，暂时使谐振器12的谐振频率和反谐振频率的间隔变宽，从而能使由可变电容器Cp2、Cs2所实现谐振频率和反谐振频率的可变幅度变宽。
由此，在本实施方式中，能构成可靠地适用于比谐振器单体或现有结构要多的通信信号的谐振电路2。此外，本实施方式所涉及的谐振电路2与实施方式1相比，能使谐振频率大幅变化。对于使通频带的中心频率或带宽变化、或使衰减特性大幅变化的可变滤波器是有效的。
(实施方式3)
图5是实施方式3所涉及的谐振电路3的电路图。
在谐振电路3的输入输出端子IO1、IO2之间，从输入输出端子IO1侧起依次串联连接有谐振器13、电感器Ls3及可变电容器Cs3。电感器Ls3相当于本发明所涉及的第一电感器，可变电容器Cs3相当于本发明所涉及的第一可变电容器。
将电感器Lp2与谐振器13并联连接(以下，在本实施方式中称为第一并联电路)。更详细而言，电感器Lp3的一端与输入端子IO1相连接，另一端与谐振器13和电感器Ls3的连接点相连接。电感器Lp3相当于本发明所涉及的第二电感器。
在串联连接的第一并联电路、电感器Ls3及可变电容器Cs3上，并联连接有可变电容器Cp3。可变电容器Cp3相当于本发明所涉及的第二可变电容器。
在本实施方式中，将电感器Lp3与谐振器13进行并联连接。利用该结构，能优先将谐振器13的反谐振频率调整至高频侧。此外，在本实施方式中，将电感器Ls3与第一并联电路串联连接(以下，在本实施方式中称为第一串联电路)。利用该结构，能优先将第一并联电路的谐振频率调整至低高频侧。
另外，在本实施方式中，对第一串联电路串联连接有可变电容器Cs3(以下，在本实施方式中称为第二串联电路)。利用该结构，能优先将第一串联电路的谐振频率调整至高频侧。此外，在本实施方式中，对第二串联电路并联连接有可变电容器Cp3。利用该结构，能优先将第二串联电路的反谐振频率调整至低频侧。
以下对实施方式3所涉及的谐振电路3的谐振频率和反谐振频率的调整方法进行说明。在图5所示的谐振电路3中，对谐振器13依次连接电感器Lp3、电感器Ls3、可变电容器Cs3、可变电容器Cp3，对谐振频率及反谐振频率进行调整(使得可变)。
图6是表示依次将各元件连接于谐振器13时的阻抗特性的图。图6的横轴表示频率[MHz]，纵轴表示阻抗[Ω]。
图6所示的波形(1)示出在输入输出端子IO1、IO2间仅连接有谐振器13的电路的阻抗特性。该谐振器13与实施方式1所涉及的谐振器11相同，谐振频率约为775MHz，反谐振频率约为825MHz。
波形(2)示出在谐振器3上并联连接有10nH的电感器Lp3的第一并联电路的阻抗特性。在该第一并联电路中，谐振频率约为775MHz，反谐振频率约为955MHz。即，波形(2)与波形(1)相比，谐振频率不变，反谐振频率较高。
波形(3)示出在第一并联电路上串联连接有10nH的电感器Ls3的第一串联电路的阻抗特性。在该第一串联电路中，谐振频率约为730MHz，反谐振频率约为955MHz。即，波形(3)与波形(2)相比，谐振频率较低，反谐振频率相同。
波形(4)示出在第一串联电路上串联连接有可变电容器Cs3的第二串联电路的阻抗特性。波形(4)是将可变电容器Cs3设为5pF的情况下的波形。在第二串联电路中，谐振频率约为772MHz，反谐振频率约为955MHz。即，波形(4)与波形(3)相比，谐振频率约高42MHz，反谐振频率不变。
波形(5)示出在第二串联电路上并联连接有可变电容器Cp3的电路、即实施方式3所涉及的谐振电路3的阻抗特性。波形(5)是将可变电容器Cp3设为5pF的情况下的波形。在谐振电路3中，谐振频率约为772MHz，反谐振频率约为805MHz。即，波形(5)与波形(4)相比，谐振频率不变，反谐振频率约低150MHz。
本实施方式与实施方式1所涉及的谐振电路1相比，第一可变电容器和第二可变电容器间的连接关系不同。其结果是，在本实施方式所涉及的谐振电路3中，与反谐振频率约为777MHz的实施方式1的谐振电路1相比，反谐振频率较高。另外，在本实施方式所涉及的谐振电路3中，与谐振频率约为751MHz的实施方式1的谐振电路1相比，谐振频率较高。
若将该波形(5)与波形(1)相比，则谐振频率及反谐振频率两者都较低。即，谐振电路3能使谐振器13的谐振频率及反谐振频率两者可变。其结果是，谐振电路3能对通过特性及衰减特性两者进行调整。
另外，在本实施方式中，在对谐振器13连接电感器Lp3、Ls3并使谐振频率和反谐振频率的间隔变宽之后，如图6的箭头所示，连接可变电容器Cp3、Cs3并使谐振频率和反谐振频率的间隔变窄。因此，与实施方式1相同，能实现仅用谐振器12所无法实现的谐振频率和反谐振频率，能使作为谐振电路所能实现的谐振频率和反谐振频率多样化。
另外，暂时使谐振器13的谐振频率和反谐振频率的间隔变宽，从而能使由可变电容器Cp3、Cs3所实现谐振频率和反谐振频率的可变幅度变宽。
由此，在本实施方式中，能构成可靠地适用于比谐振器单体或现有结构要多的通信信号的谐振电路3。
(实施方式4)
图7是实施方式4所涉及的谐振电路4的电路图。
在谐振电路4的输入输出端子IO1、IO2之间，从输入输出端子IO1侧起依次串联连接有谐振器14、电感器Ls4及可变电容器Cs4。电感器Ls4相当于本发明所涉及的第一电感器，可变电容器Cs4相当于本发明所涉及的第一可变电容器。
在谐振器14和电感器Ls4的串联电路(以下，在本实施方式中称为第一串联电路)上，并联连接有电感器Lp4。更详细而言，电感器Lp4的一端与输入端子IO1相连接，另一端与电感器Ls4和可变电容器Cs4的连接点相连接。电感器Lp4相当于本发明所涉及的第二电感器。
此外，第一串联电路和电感器Lp4上分别并联连接有可变电容器Cp4。可变电容器Cp4相当于本发明所涉及的第二可变电容器。
在本实施方式中，将电感器Ls4与谐振器14进行串联连接。利用该结构，能优先将谐振器14的谐振频率调整至低频侧。此外，在本实施方式中，将电感器Lp4与第一串联电路并联连接(以下，在本实施方式中称为第一并联电路)。利用该结构，能优先将第一串联电路的反谐振频率调整至高频侧。
另外，在本实施方式中，对第一并联电路和电感器Lp4分别并联连接有可变电容器Cp4(以下，在本实施方式中称为第二并联电路)。利用该结构，能优先将第一并联电路的反谐振频率调整至低频侧。此外，在本实施方式中，对第二并联电路串联连接有可变电容器Cs4。利用该结构，能优先将第二并联电路的谐振频率调整至高频侧。
以下对实施方式4所涉及的谐振电路4的谐振频率和反谐振频率的调整方法进行说明。在图7所示的谐振电路4中，对谐振器14依次连接电感器Ls4、电感器Lp4、可变电容器Cp4、可变电容器Cs4，对谐振频率及反谐振频率进行调整(使得可变)。
图8是表示依次将各元件连接于谐振器14时的阻抗特性的图。图8的横轴表示频率[MHz]，纵轴表示阻抗[Ω]。
图8所示的波形(1)示出在输入输出端子IO1、IO2间仅连接有谐振器14的电路的阻抗特性。该谐振器14与实施方式1所涉及的谐振器11相同，谐振频率约为775MHz，反谐振频率约为825MHz。
波形(2)示出在谐振器14上串联连接有10nH的电感器Ls4的第一串联电路的阻抗特性。在该第一串联电路中，谐振频率约为655MHz，反谐振频率约为825MHz。即，波形(2)与波形(1)相比，谐振频率较低，反谐振频率不变。在该实施方式中，与实施方式1相比，能在阻抗值的变动较小的状态下使谐振频率可大幅变动至低频侧。
波形(3)示出在第一串联电路上串联连接有10nH的电感器Lp4的第一并联电路的阻抗特性。在该第一并联电路中，谐振频率约为655MHz，反谐振频率约为860MHz。即，波形(3)与波形(2)相比，谐振频率不变，反谐振频率较高。
波形(4)示出在第一并联电路和电感器Lp4上并联连接有可变电容器Cp4的第二并联电路的阻抗特性。波形(4)是将可变电容器Cp4设为5pF的情况下的波形。在第二并联电路中，谐振频率约为655MHz，反谐振频率约为817MHz。即，波形(4)与波形(3)相比，谐振频率不变，反谐振频率约低43MHz。
波形(5)示出在第二并联电路上串联连接有可变电容器Cs4的电路、即实施方式4所涉及的谐振电路4的阻抗特性。波形(5)是将可变电容器Cs4设为5pF的情况下的波形。在谐振电路4中，谐振频率约为770MHz，反谐振频率约为825MHz。即，波形(5)与波形(4)相比，谐振频率约高115MHz，反谐振频率不变。
本实施方式与实施方式2所涉及的谐振电路2相比，第一可变电容器和第二可变电容器间的连接关系不同。其结果是，在本实施方式所涉及的谐振电路4中，与反谐振频率约为840MHz的实施方式1的谐振电路1相比，反谐振频率较低。另外，在本实施方式所涉及的谐振电路3中，与谐振频率约为826MHz的实施方式2的谐振电路2相比，谐振频率较低。
若将该波形(5)与波形(1)相比，则谐振频率及反谐振频率两者都较低。即，谐振电路4能使谐振器14的谐振频率及反谐振频率两者可变。其结果是，谐振电路4能对通过特性及衰减特性两者进行调整。
另外，在本实施方式中，在对谐振器14连接电感器Lp4、Ls4并使谐振频率和反谐振频率的间隔变宽之后，如图8的箭头所示，连接可变电容器Cp4、Cs4并使谐振频率和反谐振频率的间隔变窄。因此，与实施方式1相同，能实现仅用谐振器14所无法实现的谐振频率和反谐振频率，能使作为谐振电路所能实现的谐振频率和反谐振频率多样化。
另外，暂时使谐振器14的谐振频率和反谐振频率的间隔变宽，从而能使由可变电容器Cp4、Cs4所实现的谐振频率和反谐振频率的可变幅度变宽。
由此，在本实施方式中，能构成可靠地适用于比谐振器单体或现有结构要多的通信信号的谐振电路4。
以上对实施方式1～4的电路分别进行了说明，但即使使用相同元件值的元件，也能通过使元件的连接结构不同来获得不同的谐振频率、反谐振频率及可变幅度。由此，通过使用相同元件，且改变连接结构，能实现适用于更多通信信号的谐振电路。
(实施方式5)
以下对具备本发明所涉及的谐振电路的高频滤波器进行说明。
图9是实施方式5所涉及的高频滤波器的电路图。本实施方式所涉及的高频滤波器5包括实施方式1所涉及的谐振电路1和实施方式2所涉及的谐振电路2。谐振电路2与输入输出端子IO1、IO2之间的信号线相连接。谐振电路1的一端与输出端子IO2相连接，另一端与接地相连接。
图10是表示图9所示的高频滤波器5的通频带特性的图。在该示例中，谐振电路1的谐振器11的中心频率为720MHz，特性阻抗为50Ω。另外，谐振电路2的谐振器12的中心频率为800MHz，特性阻抗为120Ω。另外，Ls1＝5nH，Lp1＝4nH，Ls2＝9nH，Lp2＝9nH。
图中的实线是表示设Cs1＝5pF、Cp1＝5pF、Cs2＝12pF、Cp2＝12pF的情况下的***损耗的波形。图中的虚线是表示设Cs1＝1.7pF、Cp1＝3pF、Cs2＝6pF、Cp2＝6pF的情况下的***损耗的波形。图中的单点划线是表示设Cs1＝1.2pF、Cp1＝2pF、Cs2＝3.5pF、Cp2＝2pF的情况下的***损耗的波形。
如从图10中所读取的那样，在实线上通频带Bf1约为700～780MHz，在虚线上通频带Bf2约为800～860MHz，在单点划线上通频带Bf3约为890～940MHz。而且，在这些特性中***损耗基本相同(2dB左右)。像这样，高频滤波器5将谐振电路1、2进行组合，来对可变电容器Cp1、Cs1、Cp2、Cs2的电容进行调整，从而能使通频带偏移而几乎不改变损耗。即，能实现***损耗较低且频带可变的带通滤波器。
(实施方式6)
以下对具备本发明所涉及的谐振电路的高频滤波器进行说明。
图11是实施方式6所涉及的高频滤波器的电路图。本实施方式所涉及的高频滤波器6包括实施方式3所涉及的谐振电路3和实施方式4所涉及的谐振电路4。谐振电路4与输入输出端子IO1、IO2之间的信号线相连接。谐振电路3的一端与信号线相连接，另一端与接地相连接。
图12是表示图11所示的高频滤波器6的通频带特性的图。在该示例中，谐振电路3的谐振器13的中心频率为670MHz，特性阻抗为50。另外，谐振电路4的谐振器14的中心频率为800MHz，特性阻抗为80Ω。另外，Ls3＝5nH，Lp3＝5nH，Ls4＝5nH，Lp4＝6nH。
图中的实线是表示设Cs3＝10pF、Cp3＝8pF、Cs4＝12pF、Cp4＝10pF的情况下的***损耗的波形。图中的虚线是表示设Cs3＝4.2pF、Cp3＝7.0pF、Cs4＝2.5pF、Cp4＝4.0pF的情况下的***损耗的波形。图中的点划线是表示设Cs3＝2.7pF、Cp3＝6.0pF、Cs4＝1.5pF、Cp4＝2.0pF的情况下的***损耗的波形。
如从图12中所读取的那样，在实线上通频带Bf1约为700～760MHz，在虚线上通频带Bf2约为810～860MHz，在单点划线上通频带Bf3约为890～940MHz。而且，在这些特性中***损耗基本相同(2dB左右)。像这样，高频滤波器6将谐振电路3、4进行组合，来对可变电容器Cp1、Cs1、Cp2、Cs2的电容进行调整，从而能使通频带偏移而几乎不改变损耗。即，能实现***损耗较低且频带可变的带通滤波器。
此外，如实施方式5、6中所说明的那样，在将两个谐振电路进行组合来构成高频滤波器的情况下，通过适当选择进行组合的谐振电路，从而容易实现所希望的滤波器特性。例如，若将谐振频率的可变幅度较宽的谐振电路进行串联连接，将反谐振频率的可变幅度较宽的谐振电路进行并联连接，则能实现通频带的可变幅度较宽的带通滤波器。
标号说明
1、2、3、4 谐振电路
5、6 高频滤波器
11～14 谐振器
Cp1～Cp4 可变电容器
Cs1～Cs4 可变电容器
Lp1～Lp4 电感器
Ls1～Ls4 电感器
IO1 输入输出端子
IO2 输入输出端子

Claims (7)

1.一种谐振电路，其特征在于，包括：
串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；
与所述谐振器并联连接的第二电感器；以及
与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二可变电容器，
所述第一电感器与将所述谐振器和所述第二电感器并联连接得到的第一并联电路串联连接，
所述第二可变电容器与将所述第一并联电路和所述第一电感器串联连接得到的第一串联电路并联连接，
所述第一可变电容器与将所述第一串联电路和所述第二可变电容器并联连接得到的第二并联电路串联连接。
2.一种谐振电路，其特征在于，包括：
串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；
与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二电感器；以及
与串联连接的所述谐振器、所述第一电感器及所述第一可变电容器并联连接的第二可变电容器，
所述第二电感器与将所述谐振器和所述第一电感器串联连接得到的第一串联电路并联连接，
所述第一可变电容器与所述第一串联电路串联连接，
所述第二可变电容器与将所述第一串联电路和所述第一可变电容器串联连接得到的第二串联电路并联连接。
3.一种谐振电路，其特征在于，包括：
串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；
与所述谐振器并联连接的第二电感器；以及
与串联连接的所述谐振器、所述第一电感器及所述第一可变电容器并联连接的第二可变电容器，
所述第一电感器与将所述谐振器和所述第二电感器并联连接得到的第一并联电路串联连接，
所述第一可变电容器与将所述第一并联电路和所述第一电感器串联连接得到的第一串联电路串联连接，
所述第二可变电容器与将所述第一串联电路和所述第一可变电容器串联连接得到的第二串联电路并联连接。
4.一种谐振电路，其特征在于，包括：
串联连接的谐振器、第一电感器及第一可变电容器；
与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二电感器；以及
与串联连接的所述谐振器及所述第一电感器并联连接的第二可变电容器，
所述第二电感器与将所述谐振器和所述第一电感器串联连接得到的第一串联电路并联连接，
所述第二可变电容器与将所述第一串联电路和所述第二电感器并联连接得到的第一并联电路并联连接，
所述第一可变电容器与将所述第一并联电路和所述第二可变电容器并联连接得到的第二并联电路串联连接。
5.如权利要求1至4的任一项所述的谐振电路，其特征在于，
所述谐振器是表面声波谐振器。
6.如权利要求1至4的任一项所述的谐振电路，其特征在于，
所述谐振器是体声波谐振器。
7.一种高频滤波器，其特征在于，
包括如权利要求1至6所述的任意两个谐振电路，
所述两个谐振电路分别具有不同的通频带和衰减频带。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106031035B (zh) * 2014-02-10 2018-11-30 株式会社村田制作所 可变滤波电路及无线通信装置
JP6530494B2 (ja) * 2015-08-31 2019-06-12 京セラ株式会社 弾性表面波素子
DE102016107658A1 (de) * 2016-04-25 2017-10-26 Infineon Technologies Ag Abstimmbares resonatorelement, filterschaltkreis und verfahren
JP6669252B2 (ja) * 2016-05-27 2020-03-18 株式会社村田製作所 高周波フィルタ回路、高周波フロントエンド回路及び通信装置
WO2018215973A1 (en) * 2017-05-24 2018-11-29 Jorgen Nielsen Apparatus and method for controlling a resonator
EP3496280B1 (en) 2017-12-07 2021-06-09 Infineon Technologies AG System and method for a radio frequency filter
US10742192B2 (en) * 2018-02-21 2020-08-11 Qorvo Us, Inc. Tunable notch filter
JP6885376B2 (ja) * 2018-08-10 2021-06-16 株式会社村田製作所 フィルタおよびマルチプレクサ

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5291159A (en) * 1992-07-20 1994-03-01 Westinghouse Electric Corp. Acoustic resonator filter with electrically variable center frequency and bandwidth
CN1496000A (zh) * 2002-09-18 2004-05-12 Nrs技术有限公司 表面声波滤波器
CN101588162A (zh) * 2005-08-25 2009-11-25 富士通媒体部品株式会社 滤波器以及天线分波器
CN102725959A (zh) * 2010-01-28 2012-10-10 株式会社村田制作所 可调谐滤波器

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002299997A (ja) * 2001-03-30 2002-10-11 Kyocera Corp 弾性表面波フィルタ
JP4053504B2 (ja) * 2004-01-30 2008-02-27 株式会社東芝 チューナブルフィルタ
JP4791181B2 (ja) * 2005-12-28 2011-10-12 京セラ株式会社 薄膜バルク音響波共振子、それを備えるフィルタおよび通信装置ならびに薄膜バルク音響波共振子の製造方法
US8339220B2 (en) * 2009-09-16 2012-12-25 Lojack Operating Company, Lp Surface acoustic wave resonator filter
US8923794B2 (en) * 2011-11-02 2014-12-30 Triquint Semiconductor, Inc. Temperature compensation of acoustic resonators in the electrical domain

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5291159A (en) * 1992-07-20 1994-03-01 Westinghouse Electric Corp. Acoustic resonator filter with electrically variable center frequency and bandwidth
CN1496000A (zh) * 2002-09-18 2004-05-12 Nrs技术有限公司 表面声波滤波器
CN101588162A (zh) * 2005-08-25 2009-11-25 富士通媒体部品株式会社 滤波器以及天线分波器
CN102725959A (zh) * 2010-01-28 2012-10-10 株式会社村田制作所 可调谐滤波器

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