CN105515483A - 一种无刷直流电机转矩波动抑制电路及一种仪器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无刷直流电机转矩波动抑制电路，包括主控CPU、数模转换器、第一运放信号调理电路、第二运放信号调理电路和控制模块：所述第一运放信号调理电路用于根据所述第一模拟电压信号生成锯齿波；所述第二信号调理电路包含积分环节电路和比较器，所述积分环节电路用于根据所述第二模拟电压信号生成连续可变的电压；所述比较器用于比较所述锯齿波和所述连续可变的电压生成占空比可在1-100％范围内调节的PWM波；本发明通过实现PWM波占空比的连续变化，降低无刷直流电机的转矩波动，使得输出气流稳定。

Description

一种无刷直流电机转矩波动抑制电路及一种仪器

技术领域

本发明涉及机电一体化领域，尤其涉及一种无刷直流电机转矩波动抑制电路及一种仪器。

背景技术

无刷直流电机是一种典型的机电一体化产品，它是由电动机本体，位置检测器，逆变器和控制器组成的自同步电动机***或自控式变频同步电动机。随着电力电子技术和高性能永磁材料的迅速发展，它的应用从最初的军事工业,向航空航天、信息、家电、医疗等领域迅速发展。在医疗行业使用以无刷直流电机为本体的涡轮供气，不仅可以大幅度缩小气源的体积，节省能源，降低成本，还可以对涡轮进行准确可靠的控制，从而获得稳定的气流与压力。

无刷直流电机是基于PWM控制信号来实现转速、电流双闭环控制。图1为无刷直流电机转速、电流双闭环控制器的原理图，如图1所示，***通过软、硬件的协调配合实现电流环和速度环的全数字双闭环控制。转速负反馈环为外环，其作用是保证***的稳速精度。电流负反馈环为内环，其作用是实现电机的转距控制，同时又能实现限流以及改善***的动态性能。电流环采用比例控制算法进行相电流的闭环调节，以提高***的响应能力；速度环采用常用的PI算法对电机转速进行闭环控制。给定转速与速度反馈量形成偏差，经速度调节后产生电流参考量，电流参考量与电流反馈量的偏差经电流调节后形成PWM占空比的控制量，实现电机的速度控制。电流的反馈是通过检测电阻R上的压降来实现的；速度反馈则是通过位置检测电路输出的位置量，经过计算得到的。位置检测电路的输出位置量还用于保证电机的正确换相。

在现有技术中，无刷直流电机的定子绕组电流波形为梯形波，可以近似的认为是方波，并且转子每转过一定的电角度，电流就换相一次。在这个过程中，随着转子位置的变化，定子电流和转子磁场的相互作用必然发生转矩波动，这种转矩波动是非常复杂的。在换相过程中，由于三相全桥驱动电路中的PWM波的占空比是阶跃性的调制，使得电流在工作时所形成的旋转磁场是跳跃式的，由此产生的电机转矩波动较大，这样会引起一定的振动噪声。转矩波动直接造成电机输出气流的流速不平稳，造成气路调节时间过长。因此对换相时刻的绕组电流进行控制，使之变化的幅度降低，就可以达到降低转矩波动的目的，使无刷电机的输出气流的流速变化降低，供气平稳。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种无刷直流电机转矩波动抑制电路及一种仪器，用于降低电流换相时的转矩波动，使得无刷直流电机的输出气流平稳。

一方面，本发明提供一种无刷直流电机转矩波动抑制电路，包括主控CPU、数模转换器、第一运放信号调理电路、第二运放信号调理电路和控制模块：

所述主控CPU的第一输出端与所述数模转换器的输入端连接，所述主控CPU用于向所述数模转换器输入调速电压数字控制信号和锯齿波生成数字控制号；

所述数模转换器用于将所述锯齿波生成数字控制信号转换为第一模拟电压信号，以及将所述调速电压数字控制信号转换为第二模拟电压信号；

所述第一运放信号调理电路的输入端与所述数模转换器的第一模拟电压输出端连接，用于根据所述第一模拟电压信号生成锯齿波；

所述第二信号调理电路包含积分环节电路和比较器，所述积分环节电路的输入端与所述数模转换器的第二模拟电压输出端连接，所述积分环节电路用于根据所述第二模拟电压信号生成连续可变的电压；

所述比较器的反向输入端与所述积分环节电路的输出端连接，所述比较器的正向输入端与所述第一运放信号调理电路的输出端连接，所述比较器用于比较所述锯齿波和所述连续可变的电压生成占空比可调的PWM波；

所述比较器的输出端与所述控制模块的输入端连接，所述控制模块用于根据所述占空比可调的PWM波控制所述直流无刷电机的驱动电路工作。

进一步的，还包括位置传感器，且所述控制模块为FPGA；

所述主控CPU的第二输出端与FPGA的第一输入端连接，所述主控CPU的第二输出端用于输出逻辑控制信号；

所述位置传感器输出端与FPGA的第二输入端连接，所述传感器用于输出霍尔信号；

所述比较器的输出端与FPGA的第三输入端连接，用于输出所述比较器生成的占空比可调的PWM波信号；

FPGA的输出端与驱动电路的输入端连接，所述FPGA用于根据所述占空比可调的PWM波信号生成控制信号，并根据所述控制信号控制所述驱动电路工作。

进一步的，所述第一信号调理电路生成的锯齿波为带直流偏置的锯齿波。

进一步的，所述第一信号调理电路包括第二运算放大器，第一电阻，第二电阻，第三电阻，第四电阻，第五电阻，第六电阻，第三电容器：

所述第一电阻的第一端接信号地，第二端分别与第二运算放大器的反向输入端和第六电阻的第一端相连，所述第六电阻的第二端分别与第五电阻的第一端、第二运算放大器的输出端相连；所述第二电阻的第一端与数模转换器的第一模拟电压输出端相连，所述第二电阻的第二端分别与所述第三电阻的第一端、第二运算放大器的正向输入端、第四电阻的第一端相连，所述第三电阻的第二端与基准电压源相连，所述第四电阻的第二端接信号地；所述第五电阻第二端输出带有直流偏置的锯齿波信号且所述第五电阻的第二端也与第三电容器的第一端相连，所述第三电容器的第二端连接信号地。

进一步的，所述积分环节电路包括第一运算放大器，第七电阻，第八电阻和第四电容：

所述数模转换器的第二模拟电压输出端通过第七电阻分别与第一运算放大器的同向输入端和第四电容的第一端相连，所述第四电容的第二端与第一运算放大器的输出端相连；所述第一运算放大器的反向输入端与第八电阻的第一端相连，所述第八电阻的第二端接信号地。

进一步的，所述积分环节电路的输出电压输入比较器的反向输入端，所述带直流偏置的锯齿波输入比较器的正向输入端，所述放大器的输出端输出电平信号：

所述直流偏置的锯齿波高于所述积分环节电路的输出电压，所述比较器的输出端输出高电平信号；

所述直流偏置的锯齿波低于所述积分环节电路的输出电压，所述比较器的输出端输出低电平信号。

进一步的，所述比较器和第一运算放大器的正电源接正5V电压，负电源接信号地。

进一步的，所述的占空比可调的PWM波为0-100％可调。

另一方面，一种仪器，包括上述任一项所述的无刷直流电机的转矩波动抑制电路，所述仪器为麻醉机、呼吸机、空调、洗衣机、硬盘或光盘驱动装置。

本发明提供的无刷直流电机转矩波动抑制电路及一种仪器，把积分环节电路的输出连续可变的电压和带直流偏置的锯齿波通过比较器进行比较，产生占空比可调的PWM波，占空比可调的PWM波可以调节定子的电流波形幅度，而定子的电流波形可以调节转矩波动。在本发明中，PWM波的占空比可以在0-100％范围内调节，使得定子的电流波形的变化幅度平稳。由于变化的电流产生磁场，那么定子的电流在换相时，所形成的旋转磁场平稳，使得定子的电流换相时所产生的旋转磁场和转子的磁场两种磁场相互作用而产生的转矩波动降低。无刷直流电机输出气流的流速变化降低，当使用无刷直流电机作为涡轮供气时，供气平稳。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是无刷直流电机转速、电流双闭环控制器的原理图；

图2是本发明实施例一提供一种无刷直流电机的转矩波动抑制电路的结构框图；

图3是本发明实施例一提供一种数模转换器的电路结构图；

图4是本发明实施例一提供一种基准电压源电路结构图；

图5是本发明实施例一提供的第一信号调理电路图；

图6是本发明实施例一提供的第二信号调理电路图。

附图标记所指代的技术特征为:

1、主控CPU；2、数模转换器(D/A)；3、第二运放信号调理电路；

4、第一运放信号调理电路；5、现场可编程逻辑门阵列(FPGA)；

6、驱动电路；7、无刷直流电机(BLCMD)8、积分环节电路；

9、位置传感器。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部内容。

具体实施例一

图2为本发明实施例一提供一种无刷直流电机的转矩波动抑制电路的结构框图。如图2所示，无刷直流电机的转矩波动抑制电路包括主控CPU1、数模转换器2、第一运放信号调理电路4、第二运放信号调理电路3，控制模块：主控CPU1的第一输出端与数模转换器2的输入端连接，主控CPU1用于向数模转换器输入调速电压数字控制信号和锯齿波生成数字控制号；数模转换器2用于将锯齿波生成数字控制信号转换为第一模拟电压信号，以及将调速电压数字控制信号转换为第二模拟电压信号；第一运放信号调理电路4的输入端与数模转换器2的第一模拟电压输出端连接，用于根据第一模拟电压信号生成锯齿波；第二信号调理电路3包含积分环节电路8和比较器U4A(参考图6)，积分环节电路8的输入端与数模转换器2的第二模拟电压输出端连接，积分环节电路8用于根据第二模拟电压信号生成连续可变的电压；比较器U4A的反向输入端与积分环节电路8的输出端连接，比较器U4A的正向输入端与第一运放信号调理电路4的输出端连接，比较器U4A用于比较锯齿波和连续可变的电压生成占空比可调的PWM波；比较器U4A的输出端与控制模块的输入端连接，控制模块用于根据占空比可调的PWM波控制直流无刷电机7的驱动电路工作，控制模块优选的,为FPGA5。

无刷直流电机转矩波动的抑制电路还包括位置传感器9、驱动电路6：主控CPU1的第二输出端与FPGA5的第一输入端连接，主控CPU1的第二输出端用于输出逻辑控制信号；位置传感器9的输出端与FPGA5的第二输入端连接，位置传感器9用于输出霍尔信号；比较器U4A的输出端与FPGA5的第三输入端连接，用于输出比较器U4A生成的占空比可调的PWM波信号；FPGA5的输出端与驱动电路6的输入端连接，FPGA5用于根据占空比可调的PWM波信号生成控制信号，并根据控制信号控制驱动电路6工作；驱动电路6的输出端与无刷直流电机7的输入端连接，驱动电路6用于控制无刷直流电机7。

具体的，占空比可调的PWM波、位置传感器9的霍尔信号以及主控CPU1的逻辑控制三者共同输入现场可编程逻辑门阵列5(FieldProgrammableGateArray,简写为FPGA)编程，产生驱动电路6所需要控制信号，实现驱动电路6对无刷直流电机7(BLCMD)的控制。本实施例中的驱动电路6为三相全桥驱动，占空比可调的PWM波、位置传感器9的霍尔信号以及主控CPU1的逻辑控制三者共同输入FPGA5，产生三相全桥驱动所需要的6个MOSFET管控制信号，实现对BLDCM7的控制。本领域内技术人员可以理解，三相半桥驱动也可以实现对BLCMD7的控制。

图3为本发明实施例一提供一种数模转换器的电路结构图。如图3所示，数模转换器2有多种型号，本发明优选的，采用DA5623，数模转换器2与主控CPU1的接口为SPI，SPI包括第4、6、7和8端口，其中，MOSI–主器件数据输出，从器件数据输入；MISO–主器件数据输入，从器件数据输出；SCLK–时钟信号，由主器件产生,最大为fPCLK/2，从模式频率最大为fCPU/2；NSS–从器件使能信号，由主器件控制,有的IC会标注为CS(Chipselect)；采用SPI接口，使得信号传输速度很快。

图4为本发明实施例一提供一种基准电压源电路结构图。如图4所示，基准电压源有多种型号，本发明优选的，采用REF3225，基准电压源的引脚Vref与数模转换器2引脚Vref相连，由基准电压源为数模转换器2提供电压。

图5为本发明实施例一提供的第一信号调理电路图，如图5所示，第一信号调理电路4包括第二运算放大器U3B，第一电阻R1，第二电阻R2，第三电阻R3，第四电阻R4，第五电阻R5，第六电阻R6，第三电容器C3：

第一电阻R1的第一端接信号地，第二端分别与第二运算放大器U3B的反向输入端和第六电阻R6的第一端相连，第六电阻R6的第二端分别与第五电阻R5的第一端、第二运算放大器U3B的输出端相连；第二电阻R2的第一端与数模转换器2的第一模拟电压输出端端相连，第二电阻R2的第二端分别与第三电阻R3的第一端、第二运算放大器U3B的正向输入端、第四电阻R4的第一端相连，第三电阻R3的第二端与基准电压源相连，第四电阻R4的第二端接信号地；第五电阻R5的第二端输出带有直流偏置的锯齿波信号且第五电阻R4的第二端也与第三电容器C3的第一端相连，第三电容器C3的第二端连接信号地。

需要说明的是，在本发明中，第三电阻R3的第二端与基准电压源相连，基准电压源输出的直流偏置波稳定且无杂波。在现有技术中，采用电源分压的方式提供直流偏置，使得直流偏置波不稳定易波动。

图6为本发明实施例一提供的第二信号调理电路图，如图6所示，第二信号调理电路3包括积分环节电路8和比较器U4A：

积分环节电路8包括第一运算放大器U3A，第七电阻R7，第八电阻R8和第四电容C4。

数模转换器2的第二模拟电压输出端通过第七电阻R7分别与第一运算放大器U3A的同向输入端和第四电容C4的第一端相连，第四电容C4的第二端与第一运算放大器U3A的输出端相连；第一运算放大器U3A的反向输入端与第八电阻R8的第一端相连，第八电阻R8的第二端接信号地。

积分环节电路8的输出电压输入比较器U4A的反向输入端，带直流偏置的锯齿波输入比较器U4A的正向输入端，比较器U4A的输出端输出电平信号：直流偏置的锯齿波高于积分环节电路8的输出电压，比较器U4A的输出端输出高电平信号；直流偏置的锯齿波低于积分环节电路8的输出电压，比较器U4A的输出端输出低电平信号。

需要说明的是，第一运算放大器U3A的正电源接正5V电压，负电源接信号地。比较器U4A的正电源接正5V电压，负电源接信号地。

具体的，积分环节电路8输出的电压是连续可变的，具体原理解释如下：

设定流经第七电阻R7的电流为I₁，流经第四电容C4的电流为I₂，则满足关系式：

I₁＝-I₂(1)

因为第一运算放大器的同向输入端的电压Vp＝0，所以

I₁＝(VoutB-Vp)/R₇＝VoutB/R₇(2)

I₂＝dQ/dt＝C₄·d(Vout–Vp)/dt＝C₄·dVout/dt(3)

将(2)，(3)式代入(1)式，可得到：

VoutB＝C₄·dVout/dt(4)

在时间区间(t₁,t₂)上积分得到：

$V_{\mathrm{out}}=-\frac{1}{R_7{C}_4}{\∫}_{t_1}^{t_2}{V}_{\mathrm{outB}}\mathrm{dt}---\left(5\right)$

积分常数 ${\mathrm{\τ}}_c=\frac{1}{{2\mathrm{\πR}}_7{C}_4}$

从公式(5)中可以看出积分环节电路8输出的电压是连续可变的，其与带有直流偏置锯齿波通过比较器U4A比较后产生占空比可在1-100％范围内变化的PWM波。这就使得三相全桥驱动电路中的PWM波的占空比不是阶跃性的调制，而是按照主控CPU中给定的PWM波变化率进行稳速调节。一般来说，一个运放器件通常有两个通道，在本发明中，运放器件U4的一个通道组成了比较器U4A。另一个通道U4B接成零模式。第一信号调理电路的第二运算放大器U3B和积分环节电路8的第一运算放大器U3A共用同一个运放器件U3。

本发明通过在现有技术中的PWM波发生器上增加积分环节电路8，使得PWM波的占空比可以连续变化，实现对电流波形变化的连续可调，使得电流波形变化幅度降低，电流变化所生产的磁场变化平稳，此磁场与转子上的磁场形成的转矩波动降低，无刷直流电机输出的气流平稳。在第一信号调理电路4中，采用基准电压源提供直流偏置，可以保证输出的直流偏置波稳定。

具体实施例二

一种仪器，包括上述无刷直流电机的转矩波动抑制电路。这种仪器可以是麻醉机、呼吸机或者空调、硬盘或光盘的驱动装置、洗衣机等旋转机械。利用无刷直流电机的仪器，一般都会出现转矩波动，降低转矩波动，可以使得被控对象运行平稳。采用本发明提供的电路降低转矩波动的方式均落在本发明的保护范围内。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims (9)

1.一种无刷直流电机转矩波动抑制电路，其特征在于，包括主控CPU、数模转换器、第一运放信号调理电路、第二运放信号调理电路和控制模块：

所述主控CPU的第一输出端与所述数模转换器的输入端连接，所述主控CPU用于向所述数模转换器输入调速电压数字控制信号和锯齿波生成数字控制号；

所述数模转换器用于将所述锯齿波生成数字控制信号转换为第一模拟电压信号，以及将所述调速电压数字控制信号转换为第二模拟电压信号；

所述第一运放信号调理电路的输入端与所述数模转换器的第一模拟电压输出端连接，用于根据所述第一模拟电压信号生成锯齿波；

所述第二信号调理电路包含积分环节电路和比较器，所述积分环节电路的输入端与所述数模转换器的第二模拟电压输出端连接，所述积分环节电路用于根据所述第二模拟电压信号生成连续可变的电压；

所述比较器的反向输入端与所述积分环节电路的输出端连接，所述比较器的正向输入端与所述第一运放信号调理电路的输出端连接，所述比较器用于比较所述锯齿波和所述连续可变的电压生成占空比可调的PWM波；

所述比较器的输出端与所述控制模块的输入端连接，所述控制模块用于根据所述占空比可调的PWM波控制所述直流无刷电机的驱动电路工作。

2.根据权利要求1所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，还包括位置传感器、驱动电路，且所述控制模块为FPGA；

所述主控CPU的第二输出端与FPGA的第一输入端连接，所述主控CPU的第二输出端用于输出逻辑控制信号；

所述位置传感器输出端与FPGA的第二输入端连接，所述传感器用于输出霍尔信号；

所述比较器的输出端与FPGA的第三输入端连接，用于输出所述比较器生成的占空比可调的PWM波信号；

FPGA的输出端与驱动电路的输入端连接，所述FPGA用于根据所述占空比可调的PWM波信号生成控制信号，并根据所述控制信号控制所述驱动电路工作。

3.根据权利要求1所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，所述第一信号调理电路生成的锯齿波为带直流偏置的锯齿波。

4.根据权利要求3所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，所述第一信号调理电路包括第二运算放大器，第一电阻，第二电阻，第三电阻，第四电阻，第五电阻，第六电阻，第三电容器：

所述第一电阻的第一端接信号地，第二端分别与第二运算放大器的反向输入端和第六电阻的第一端相连，所述第六电阻的第二端分别与第五电阻的第一端、第二运算放大器的输出端相连；所述第二电阻的第一端与数模转换器的第一模拟电压输出端相连，所述第二电阻的第二端分别与所述第三电阻的第一端、第二运算放大器的正向输入端、第四电阻的第一端相连，所述第三电阻的第二端与基准电压源相连，所述第四电阻的第二端接信号地；所述第五电阻第二端输出带有直流偏置的锯齿波信号且所述第五电阻的第二端也与第三电容器的第一端相连，所述第三电容器的第二端连接信号地。

5.根据权利要求1所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，所述积分环节电路包括第一运算放大器，第七电阻，第八电阻和第四电容：

所述数模转换器的第二模拟电压输出端通过第七电阻分别与第一运算放大器的同向输入端和第四电容的第一端相连，所述第四电容的第二端与第一运算放大器的输出端相连；所述第一运算放大器的反向输入端与第八电阻的第一端相连，所述第八电阻的第二端接信号地。

6.根据权利要求3-5所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，所述积分环节电路的输出电压输入比较器的反向输入端，所述带直流偏置的锯齿波输入比较器的正向输入端，所述放大器的输出端输出电平信号：

所述直流偏置的锯齿波高于所述积分环节电路的输出电压，所述比较器的输出端输出高电平信号；

所述直流偏置的锯齿波低于所述积分环节电路的输出电压，所述比较器的输出端输出低电平信号。

7.根据权利要求5所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，所述比较器和第一运算放大器的正电源接正5V电压，负电源接信号地。

8.根据权利要求1-5所述的转矩波动抑制电路，其特征在于，所述的占空比可调的PWM波为0-100％可调。

9.一种仪器，其特征在于，包括如权利要求1-8中任一项所述的无刷直流电机的转矩波动抑制电路，所述仪器为麻醉机、呼吸机、空调、洗衣机、硬盘或光盘驱动装置。