CN105429921A - 同频信道干扰的估计方法及其估计电路 - Google Patents

Abstract

一种同频信道干扰的估计方法及其估计电路。其中所述估计方法适用于OFDM***的接收装置中，此接收装置接收具有多个符号的一OFDM信号，并对此OFDM信号进行信道估计运算。所述估计方法的步骤如下。在信道估计运算过程中的离散导频时域插值之后，分别提取出关联于每一符号的多个时域插值结果。对这些时域插值结果进行差分运算及第一标准化CCI估计运算，以藉此产生出一输出信号。对此输出信号进行插值运算，并将插值运算后的此输出信号作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的一误差估计信号。

Description

同频信道干扰的估计方法及其估计电路

技术领域

本发明涉及正交频分复用(Orthogonalfrequency-divisionmultiplexing，OFDM)技术领域，且特别涉及一种适用于OFDM***中的同频信道干扰(Co-ChannelInterference，CCI)的估计方法及其估计电路。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术是一种多载波调制技术，且其被广泛地应用于宽带无线通讯领域中，其中OFDM的主要技术原理是将有限的频宽分作为多个子信道(Sub-channel)，并且运用多个子载波(Sub-carrier)并行传输，而每一子载波并透过不同的调变机制，使得每一子载波上则可分别承载有不同数量的数据(Data)。另外，由于每一子载波之间维持正交性(Orthogonality)，因此相较于传统的频分复用(FrequencyDivisionMultiplexing，FDM)技术，OFDM技术更可具有较高的频谱使用效率。

然而，由于多个***共享同一频带，因此不可避免的容易发生有相互干扰的情形，其中更以因PAL、SECAM或NTSC等制式信号及窄带影响，所导致而成的同频信道干扰(CCI)最为突出。举例来说，当一个通过OFDM***所传输的信号，在受到CCI的影响之后，部分子载波的信息将会被破坏，因而降低信道估计(ChannelEstimation)的精准度，并且增加信噪比(Signal-to-noiseRatio，SNR)的损失，从而导致***性能的严重下降。有鉴于此，对于目前常规的OFDM***的接收端来说，如何有效地检测、估计和去除CCI的影响，成为了提高***性能的一个重要环节。

进一步来说，对于常规的OFDM***而言，目前采用的作法大多是在频域下进行CCI的估计，而这种作法则需要在一些参数已知的情况下才能实现。然而，由于CCI的存在亦会严重地干扰到时域下的参数估计，因此单纯频率下的CCI估计方法对于OFDM***的接收端而言几乎是无效的。

发明内容

本发明实施例提供一种CCI的估计方法，适用于OFDM***的接收装置中，此接收装置接收具有多个符号的一OFDM信号，并对此OFDM信号进行信道估计运算。所述估计方法的步骤如下。在信道估计运算过程中的离散导频时域插值(TimeInterpolation)之后，分别提取出关联于每一符号的多个时域插值结果。对这些时域插值结果进行差分运算及第一标准化CCI估计(NormalizationCCIEstimation)运算，以藉此产生出一输出信号。对此输出信号进行插值(Interpolation)运算，并将插值运算后的此输出信号作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的一误差估计信号。

本发明实施例另提供一种CCI的估计电路，适用于OFDM***的接收装置中，此接收装置用以接收具有多个符号的一OFDM信号，并对此OFDM信号进行信道估计运算。所述估计电路包括提取模块、第一运算处理模块及第二运算处理模块。提取模块用以在信道估计运算过程中的离散导频时域插值之后，分别提取出关联于每一符号的多个时域插值结果。第一运算处理模块用以对这些时域插值结果进行差分运算及第一标准化CCI估计运算，以藉此产生出一输出信号。第二运算处理模块用以对此输出信号进行插值运算，并且将插值运算后的此输出信号作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的一误差估计信号。

综上所述，本发明实施例所提供的CCI的估计方法及其估计电路，采用的是时域插值后的结果来进行CCI的估计，因此可以有效地缓解受到CCI存在影响所引起的估计难题。除此之外，上述估计方法及其估计电路可藉由非数据符号及数据符号的综合考虑，以相对提升CCI估计结果的可信度，并且有助于提高整体的***性能。

为使能更进一步了解本发明的特征及技术内容，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，但是此等说明与附图仅用来说明本发明，而非对本发明的保护范围作任何的限制。

附图说明

图1A是本发明实施例所提供的CCI的估计方法的流程示意图。

图1B是本发明另一实施例所提供的CCI的估计方法的流程示意图。

图2是本发明实施例所提供的DVB-T2***的OFDM信号的帧架构示意图。

图3是本发明实施例所提供的CCI的估计方法中的第一标准化CCI估计运算的流程示意图。

图4A是本发明实施例所提供的CCI的估计方法中N×K的误差矩阵的示意图。

图4B是本发明另一实施例所提供的CCI的估计方法中N×K的误差矩阵的示意图。

图5是本发明实施例所提供的CCI的估计方法中第二标准化CCI估计运算的运作过程的示意图。

图6是本发明实施例所提供的CCI的估计方法再搭配上CCI的检测和消除方法的流程示意图。

图7是本发明实施例所提供的CCI的估计电路的功能方块图。

具体实施方式

在下文中，将藉由附图说明本发明的各种实施例来详细描述本发明。然而，本发明概念可能以许多不同形式来体现，且不应解释为限于本文中所阐述的例示性实施例。此外，在图式中相同参考数字可用以表示类似的组件。

具体来说，本发明实施例所提供的CCI的估计方法及其估计电路，可以适用于任何OFDM***的接收装置中。举例来说，所述OFDM***可以为地面综合服务数字广播(ISDB-T)***、地面数字视频广播(DigitalVideoBroadcasting-Terrestrial，DVB-T)***或第二代地面数字视频广播(DigitalVideoBroadcasting–SecondGenerationTerrestrial，DVB-T2)***等其中之一，但本发明并不以此为限制。总而言之，此OFDM***的接收装置会接收到具有多个符号的一OFDM信号，并且对此OFDM信号进行一信道估计(ChannelEstimation)运算。

请参阅图1A，图1A是本发明实施例所提供的CCI的估计方法的流程示意图。首先，在步骤S101中，在此信道估计运算过程中的离散导频时域插值之后，分别提取出关联于每一符号的多个时域插值结果。接着，在步骤S103中，对这些时域插值结果进行差分运算及第一标准化CCI估计运算，以藉此产生出一输出信号。最后，在步骤S105中，对此输出信号进行插值运算，并且将插值运算后的此输出信号，作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的一误差估计信号。

以下为了方便说明，将直接采用DVB-T2***中的接收装置进行上述估计方法的例子说明，但本发明并不限定于此。请同时参阅到图2，图2是本发明实施例所提供的DVB-T2***的OFDM信号的帧架构示意图。由此可知，依照规格制定标准来说，DVB-T2***中的OFDM信号的每一帧(Frame)是由一个P1符号、一个或者多个P2符号以及多个数据符号所组成。其中，P1符号的大小固定为2048个载波点，且其仅标示于每一帧的开头，以用于进行同步的侦测。接着，P2符号内则包含有第一层(L1)数据内容，而第一层(L1)数据内容则主要是用来提供给译码装置以进行译码(Decode)各数据符号时所需的相关参数信息。例如，导频分布模式(PilotPatterns)、保护区间(GuardInterval，GI)比例、调变(Modulation)方式及码率等。最后，才是实际有效承载(ActualPayload)数据的多个数据符号。

因此，根据以上内容的教示，并且透过现有的已知信息，本技术领域普通技术人员应可理解到，本发明实施例的CCI的估计方法是在已经进行完P1符号的同步侦测之后而开始执行，故本发明实施例的接收装置所接收到的OFDM信号，乃意味着为已经完成同步侦测后的OFDM信号。值得注意的是，本发明并不限制使用P1符号所进行同步侦测的详细实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。换句话说，本发明实施例的接收装置所接收到的OFDM信号的多个符号，可包含为图2中的至少一P2符号及多个数据符号。

另外一方面，本发明实施例的接收装置所采用的信道估计运算，即为常规的OFDM***中接收端的已知技术。举例来说，对于已完成同步侦测的某一OFDM信号而言，接收装置会是先将此OFDM信号中离散类型(Scattered)的各导频子载波取出，并且对于所提取出的导频子载波，将会以依序经由时域插值(TimeInterpolation)及频域插值(FrequencyInterpolation)的方式，来获得出关联于此OFDM***的信道响应(ChannelResponse)。

有鉴于此，根据以上内容的教示，本技术领域普通技术人员应可理解到，本发明实施例的CCI的估计方法主要精神之一乃在于，可直接依赖导频子载波经由时域插值后的结果来进行CCI的估计，以有效地缓解受到CCI存在影响所引起的估计难题，并且进而相对提高CCI的估计性能。另外，由于上述信道估计运算的原理为本技术领域中具有通常知识者所习知，故有关于信道估计运算的细部内容于此就不再多加赘述。

另外一方面，步骤S103中所采用的差分运算则可为已知技术中的逆向差分(BackwardDifference)或前向差分(ForwardDifference)。总而言之，本发明并不以此为限制，故有关于差分运算的细部内容于此就不再多加赘述。

接着，为了更进一步说明关于步骤S103中的第一标准化CCI估计运算的实现细节，本发明进一步提供其第一标准化CCI估计运算的一种实施方式。请参阅图3，图3是本发明实施例所提供的CCI的估计方法中的第一标准化CCI估计运算的流程示意图。其中，图3中部分与图1A相同的流程步骤以相同的图号标示，因此在此不再多加详述其细节。

请同时参阅图1A与图3，步骤S103中更包括有步骤S301～步骤S307。首先，在步骤S301中，将前述差分运算后的时域插值结果，以不重复且依序R个为一组的方式作平均值运算，并且依序将各组平均值运算后的结果输入至N×K的误差矩阵中。其次，在步骤S303中，分别对误差矩阵中每一行的K个元素作平均值运算，并且将每一行作平均值运算后的结果依序输入至N×1的符号平均值向量中，以及使用一个第一加总算法对符号平均值向量进行运算，以获得到(L+1)×1的第一平均加总值向量。接着，在步骤S305中，使用一个第二加总算法对误差矩阵进行运算，以获得到(L+1)×K的加总矩阵，并且将前述的第一平均加总值向量中的每一者来分别与L+1个的加权因子进行乘法运算，以产生出L+1个的第二平均加总值。最后，在步骤S307中，分别将加总矩阵中每一列的L+1个元素来与该些第二平均加总值进行第二标准化CCI估计运算，以藉此产生出此输出信号。其中，R、N及K皆为正整数，且N为2的L次方。

根据以上内容的教示，本技术领域普通技术人员应可理解到，步骤S301中所采用的分组平均值运算方式，即表示为常规的块平均(BlockAverage)运算方式，故参数R乃意味着块平均的长度。另外，参数K表示为块平均后所需要存储的长度值，而参数N则表示为块平均后所存储的符号长度。值得一提的是，由于非数据符号(例如，图2中的P2符号)中所能够具有的导频子载波的个数，必定要比数据符号中所具有的导频子载波的个数要来得多上许多。除此之外，对于每一帧而言，其所具有的非数据符号的个数以及数据符号的个数，亦不尽完全相同。因此，在步骤S103中，对于差分运算后所分别关联于数据符号及非数据符号的这些时域插值结果而言，可分别采用不同的R、N及K值来进行第一标准化CCI估计运算。对此，本技术领域普通技术人员也可理解到，上述参数R及N乃为一动态变量(DynamicVariable)，且根据OFDM***的传输设定及每一符号的种类而改变，其中所谓的传输设定可包含帧类型、FFT大小或导频分布模式等。

进一步来说，请参阅图1B，图1B是本发明另一实施例所提供的CCI的估计方法的流程示意图，其中图1B中部分与图1A相似的流程步骤以相似的图号标示，故于此不再多加详述其细节。如同前面内容所述，由于本发明实施例的接收装置所接收到的OFDM信号的多个符号，其种类系可包含有P2符号及数据符号(亦即，非数据符号及数据符号)。因此，相较于图1A的步骤S103，图1B的步骤S103乃可藉由两分支路径(亦即，步骤S103a步骤S103b)，来各别对于非数据符号的时域插值结果以及数据符号的时域插值结果，进行差分运算及第一标准化CCI估计运算，并且分别取各分支路径所运算后的结果来作为第一输出信号及第二输出信号。接着，在步骤S107中，对第一输出信号及第二输出信号分别进行插值运算，并且找到出插值运算后的第一输出信号及第二输出信号的最大者，以藉此作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的误差估计信号。

换句话说，当在步骤S103a中为对于非数据符号的时域插值结果，进行差分运算及第一标准化CCI估计运算时，在步骤S301中所采用的即是差分运算后的非数据符号的时域插值结果，来进行第一标准化CCI估计运算，且在步骤S307中所产生出的结果则为第一输出信号。相反地，当在步骤S103b中为对于数据符号的时域插值结果，进行差分运算及第一标准化CCI估计运算时，在步骤S301中所采用的即是差分运算后的数据符号的时域插值结果，来进行第一标准化CCI估计运算时，且在步骤S307中所产生出的结果则为第二输出信号。

以下为了简化方便说明，将仅采用差分运算后的非数据符号的时域插值结果，来进行上述第一标准化CCI估计运算的例子说明，但本发明并不限定于此，关联于数据符号的时域插值结果亦以相同的原理进行所述第一标准化CCI估计运算。

举例来说，假设在步骤S103a中所提取出的关联于非数据符号的时域插值结果的个数系为4640的情况下，而在步骤S301中，对于差分运算后所关联于非数据符号的时域插值结果而言，将可采用以不重复且依序8个(亦即R＝8)为一组的方式来作平均值运算，并且依序将各组平均值运算后的结果输入至16×580(亦即N＝16且K＝580)的误差矩阵中。

有鉴于此，本发明实施例的主要精神之一乃在于，可根据OFDM***的不同传输设定，而动态地调整R、N及K等参数值，以进而达到整体***的性能及开销的最优化。举例来说，当在上述相同例子(亦即R＝8且N＝16)中，若将参数R增加为16时，块平均后所需要存储的长度值则可一并地会减少至290个(例如，K＝4640/16＝290)，因此对于误差矩阵所需要存取的空间大小(亦即，16×290)将会相对地缩减许多。

进一步来说，再请参阅图4A，图4A是本发明实施例所提供的CCI的估计方法中N×K的误差矩阵的示意图。因此，在步骤S303中，对于误差矩阵中的每一行分别作平均值运算后所产生出的符号平均值向量即可表示为如下：

$S\_AVG\left(i\right)=(1/K){\mathrm{\Σ}}_{j=1}^{K}ERR(i,j)$ 方程式(1)

其中，S_AVG(i)为符号平均值向量中的第i个的元素的值，且i为1至N的其中之一，而ERR(i,j)则为误差矩阵中的第i行第j列的元素的值。接着，在步骤S303中所使用第一加总算法以获得到第一平均加总值向量的方程式即可简化地表示为如下。

$SUM\left(l\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{2^{(l-1)}}S\_AVG\left(i\right)$ 方程式(2)

其中，SUM(l)即为该第一平均加总值向量中的第l个的元素的值，且1≤l≤L+1。举例来说，若以上述相同例子(亦即N＝16)来说明的话，即表示在步骤S303中，将可产生出5×1的第一平均加总值向量，其中第一平均加总值向量中的所有元素即可简化地分别表示为如下。

SUM(1)＝S_AVG(1)；

SUM(2)＝S_AVG(1)+S_AVG(2)；

SUM(3)＝S_AVG(1)+S_AVG(2)+S_AVG(3)+S_AVG(4)；

SUM(4)＝S_AVG(1)+S_AVG(2)+S_AVG(3)+......+S_AVG(7)+S_AVG(8)；

SUM(5)＝S_AVG(1)+S_AVG(2)+S_AVG(3)+......+S_AVG(15)+S_AVG(16)；

另外，请参阅图4B，图4B是本发明另一实施例所提供的CCI的估计方法中N×K的误差矩阵的示意图。因此，对于步骤S305中所使用第二加总算法以获得到加总矩阵的方程式即可表示为如下。

$S\_SUM(l,j)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{2^{(l-1)}}ERR(i,j)$ 方程式(3)

其中，S_SUM(l,j)为该加总矩阵中的第l行第j列的元素的值，且1≤j≤K。举例来说，若以同样上述例子(亦即N＝16且K＝580)作说明的话，即表示在步骤S305中，将可产生出5×580的加总矩阵，其中加总矩阵中的所有元素即可简化地分别表示为如下。

$\begin{array}{c}S\_SUM(1,1)=ERR(1,1);\\ S\_SUM(2,1)=ERR(1,1)+ERR(2,1);\\ S\_SUM(3,1)=ERR(1,1)+ERR(2,1)+ERR(3,1)+ERR(4,1);\\ S\_SUM(4,1)=ERR(1,1)+ERR(2,1)+......+ERR(7,1)+ERR(8,1);\\ S\_SUM(5,1)=ERR(1,1)+ERR(2,1)+......+ERR(15,1)+ERR(16,1);\\ S\_SUM(1,2)=ERR(1,2);\\ S\_SUM(2,2)=ERR(1,2)+ERR(2,2);\\ \⇓\\ S\_SUM(4,580)=ERR(1,580)+ERR(1,580)+......+ERR(7,580)+ERR(8,580);\\ S\_SUM(5,580)=ERR(1,580)+ERR(2,580)+......+ERR(15,580)+ERR(16,580);\end{array}$

另外一方面，在步骤S305中，可再将前述的第一平均加总值向量SUM(l)中的每一者来分别与L+1个的加权因子进行乘法运算，以产生出L+1个的第二平均加总值。例如，上述例子中可产生出五个的第二平均加总值SUM'(1)～SUM'(5)。值得一提的是，根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，在步骤S305中所使用的第二加总算法，乃意味者将N×K的误差矩阵中的每一列的N个元素，分别以2的升幂次方为一组单位来做累加运算。换言之，对于误差矩阵的每一列而言，可以得到在不同时间窗口下的累加值。除此之外，对于第一平均加总值向量SUM(l)中的每一者所分别乘上的各加权因子而言，乃意味者对第一平均加总值向量SUM(l)中的每一者进行校正，从而得到最佳的接收性能。然而，本发明实施例并不限制各加权因子的具体实现方式，本技术领域普通技术人员可依据实际需求或应用来进行设计，亦可省略对第一平均加总值的每一者校正的步骤。

接着，在上述相同例子中，步骤S307则会分别将加总矩阵中每一列的五个元素S_SUM(1,j)～S_SUM(5,j)来与第二平均加总值SUM'(1)～SUM'(5)进行第二标准化CCI估计运算，以藉此产生出第一输出信号。如此一来，步骤S307乃可完成对于不同时间窗口的检测，以进而能够达到检测出动态干扰的功效。

为了更进一步说明关于步骤S307中的第二标准化CCI估计运算的实现细节，本发明进一步提供其第二标准化CCI估计运算的一种实施方式。请参阅图5，图5是本发明实施例所提供的CCI的估计方法中第二标准化CCI估计运算的运作过程的示意图。

进一步来说，第二标准化CCI估计运算，可将加总矩阵第j列中的L+1个元素，来依序一对一地与第二平均加总值中的第一至第L+1个进行比较(如除法运算)，以判断每一个区域误差所占全部误差的比例，并且还可进一步将上述比较后的所有结果，来再次依序一对一地与其所相应的门坎值(例如，TH_1～TH_L+1)进行比较，以得出L+1个上述区域误差占全部误差比例的程度大小，并且找到出上述运算后的所有结果的最大者作为输出值，其中j为1至K的其中之一。

举例来说，若以上述相同例子作说明的话，接收装置可以将加总矩阵每列中的每一元素S_SUM(1,j)～S_SUM(5,j)，来依序一对一地分别与第二平均加总值SUM'(1)～SUM'(5)进行除法运算，并且将除法运算后的所有结果(例如，S_SUM(1,j)/SUM'(1)～S_SUM(5,j)/SUM'(5))，来再次依序一对一地与其所相应的门坎值(例如，TH_1～TH_5)进行除法运算，以藉此找出上述运算后的所有结果(在本例中有5个运算结果)的最大者作为输出值。如此一来，将更能够有效地提升对于CCI估计结果的准确性。总而言之，本发明实施例并不限制第二标准化CCI估计运算的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。因此，在步骤S307中，当加总矩阵中每一列所进行完成第二标准化CCI估计运算后的结果，将可作为第一或第二输出信号。其中，对非数据符号的时域插值结果进行的第一标准化CCI估计运算的结果作为第一输出信号；对数据符号的时域插值结果进行的第一标准化CCI估计运算的结果作为第二输出信号。

复参阅回图1B，因此在步骤S107中，乃再将步骤S103中两分支路径(亦即，步骤S103a及步骤S103b)的结果(亦即，第一及第二输出信号)分别进行插值运算，并且找到出插值运算后的结果的最大者，以藉此作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的误差估计信号。值得一提的是，上述插值运算可以是利用任何线性或任何非线性的方程式来进行。总而言之，本发明实施例并不限制上述插值运算的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。有鉴于此，根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可理解到，本发明实施例的步骤S103a、步骤S103b与步骤S107主要精神之一乃在于，藉由非数据符号及数据符号的综合考虑，以提升CCI估计结果的可信度。

另外一方面，如同前面内容所述，如何有效地检测和去除CCI的影响，亦为提高***性能的另一重要环节。因此，请参阅到图6，图6是本发明实施例所提供的CCI的估计方法再搭配上CCI的检测和消除方法的流程示意图。

首先，可先在步骤S601中，执行CCI的检测方法以判断出此OFDM信号是否有受到CCI的影响。其次，在步骤S603中，当在判断出此OFDM信号有受到CCI的影响时，则执行本发明实施例所提供的CCI的估计方法，以藉此得到出关联于此OFDM信号所受到CCI影响时的误差估计信号。换言之，除了检测出OFDM信号受到CCI的影响外，利用本发明实施例所提供的估计方法，能进一步算出OFDM信号受到CCI影响的程度。接着，在步骤S605中，则将此OFDM来与经信道估计运算后的结果以及上述误差估计信号进行乘除运算，以藉此消除掉该OFDM信号所受到的CCI影响。相反地，在步骤S607中，当在判断出此OFDM信号未受到CCI的影响时，接收装置则可不需执行本发明实施例所提供的CCI的估计方法。

值得一提的是，本发明实施例并不限制CCI的检测方法的具体实现方式，本技术领域中具有通常知识者可依据实际需求或应用来进行设计。如此一来，根据以上内容的教示，本技术领域中具有通常知识者应可以理解到，对于本发明实施例所提供的CCI的估计方法而言，接收装置只需要将经信道估计运算后的结果(亦即，通道响应H)所恢复而成的OFDM信号(例如Y/H，其中Y为接收到的OFDM信号)，再来与误差估计信号进行简单的除法运算，便可以有效地实现消除所受到的CCI影响。

为了更进一步说明关于CCI的估计方法的运作流程，本发明进一步提供其估计方法的一种实施方式。请参阅图7，图7是本发明实施例所提供的CCI的估计电路的功能方块图。然而，下述的估计电路7仅是上述方法的其中一种实现方式，其并非用以限制本发明。

所述的估计电路7适用于任何OFDM***的译码装置中，且其接收装置用以接收一OFDM信号，其中此OFDM信号包括至少一非数据符号以及多个数据符号。所述的估计电路7可包括提取模块71、第一运算处理模块73以及第二运算处理模块75。其中，上述各组件可以是透过纯硬件电路来实现，或者是透过硬件电路搭配固件或软件来实现，总而言之，本发明并不限制估计电路7的具体实现方式。另外，提取模块71、第一运算处理模块73及第二运算处理模块75可以是整合或是分开设置，且本发明亦不以此为限制。

然而，如同前面内容所述，由于本发明实施例的CCI的估计方法是在已经进行完P1符号的同步侦测之后而开始执行。因此，在本发明实施例的接收装置中所接收到的OFDM信号，乃可意味着为已经由完成同步侦测后的OFDM信号。另外，本例所述的估计电路7可执行图1A所示的CCI的估计方法，因此请一并参阅图1A与图2以利理解，故于此不再多加详述其细节。

进一步来说，提取模块71用以信道估计运算过程中的离散导频时域插值之后，分别提取出关联于每一符号的多个时域插值结果。第一运算处理模块73用以对这些时域插值结果进行差分运算及第一标准化CCI估计运算，以藉此产生出一输出信号。第二运算处理模块75则用以对输出信号进行插值运算，并且以插值运算后的输出信号作为关联于OFDM信号有受到CCI影响时的误差估计信号。

具体来说，所述的OFDM***可以为DVB-T2***，且所述的符号的种类包括非数据符号(亦即，P2符号)及数据符号，但本发明并不以此为限制。因此，本例所述的估计电路7亦可执行图1B所示的CCI的估计方法，因此请一并参阅图1B与图2以利理解，故于此不再多加详述其细节。

进一步来说，第一运算处理模块73乃意味着藉由两分支路径，来各别对于非数据符号的时域插值结果及数据符号的时域插值结果，进行差分运算及第一标准化CCI估计运算，并且取出各分支路径所运算后的结果来作为第一输出信号及第二输出信号。

另外，第二运算处理模块75则用以对第一输出信号及第二输出信号分别进行插值运算，并且找到出插值运算后的第一输出信号及第二输出信号的最大者，以藉此作为关联于此OFDM信号有受到CCI影响时的误差估计信号。

进一步来说，本例所述的第一运算处理模块73可执行图3所示的第一标准化CCI估计运算，因此请一并参阅图3以利理解，故于此亦不再多加详述其细节。

值得注意的是，在图3的第一标准化CCI估计运算中，参数R及N乃为一动态变量，且系根据OFDM***的传输设定及每一符号的种类而改变而改变，其中所谓的传输设定可包含帧类型、FFT大小或导频分布模式等。因此，本发明实施例的第一运算处理模块73主要精神之一乃在于，可根据OFDM***的不同传输设定，而动态地调整R、N及K等参数值，以进而达到整体***的性能及开销的最优化。

由此可知，当在第一运算处理模块73执行第一标准化CCI估计运算的过程中，对于使用第一加总算法所获得到的第一平均加总值向量，即可表示为如方程式(2)所示，且对于使用第二加总算法所获得到的加总矩阵，则可表示为如方程式(3)所示。另外，对于第一运算处理模块73所进行的第二标准化CCI估计运算，则可表示为如图5所示。

最后，对于本例所述的估计电路7而言，接收装置只需要将经信道估计运算后的结果所恢复而成的OFDM信号(例如Y/H，其中H为通道响应，且Y为接收到的OFDM信号)，再来与第二运算处理模块75所输出的误差估计信号进行简单的除法运算，便可以有效地实现消除所受到的CCI影响。

综上所述，本发明实施例所提供的CCI的估计方法及其估计电路，采用的是时域插值后的结果来进行CCI的估计，因此可以有效地缓解受到CCI存在影响所引起的估计难题。除此之外，上述估计方法及其估计电路可藉由非数据符号及数据符号的综合考虑，以相对提升CCI估计结果的可信度，并且有助于提高整体的***性能。

以上所述仅为本发明的实施例，其并非用以局限本发明的专利范围。

符号说明

S101～S105、S103a、S103b、S107、S301～S307、S601～S607：流程步骤

Frame_1～Frame_N_F：OFDM信号

P1：P1符号

P2_1～P2_N_P2：P2符号

Data_1～Data_N_D：数据符号

7：估计电路

71：提取模块

73：第一运算处理模块

75：第二运算处理模块。

Claims (20)

1.一种同频信道干扰的估计方法，适用于一正交频分复用***的一接收装置中，该接收装置接收有多个符号的一正交频分复用信号，并且对该正交频分复用信号进行一信道估计运算，其特征在于，该估计方法包括：

在该信道估计运算过程中的一离散导频时域插值之后，分别提取出关联于该多个符号的每一个的多个时域插值结果；

对该多个时域插值结果进行一差分运算及一第一标准化同频信道干扰估计运算，以藉此产生出一输出信号；以及

对该输出信号进行一插值运算，并将该插值运算后的该输出信号作为关联于该正交频分复用信号有受到同频信道干扰影响时的一误差估计信号。

2.根据权利要求1所述的估计方法，其中，该正交频分复用***为一地面综合服务数字广播***、一地面数字视频广播***或一第二代地面数字视频广播***。

3.根据权利要求1所述的估计方法，其中，该第一标准化同频信道干扰估计运算包括：

将该差分运算后的该多个时域插值结果，以不重复且依序R个为一组的方式作平均值运算，并且依序将各组平均值运算后的结果输入至N×K的一误差矩阵中；

分别对该误差矩阵中每一行的K个元素作平均值运算，并且将每一行作平均值运算后的结果依序输入至N×1的一符号平均值向量中，以及使用一第一加总算法对该符号平均值向量进行运算，以获得到(L+1)×1的一第一平均加总值向量；

使用一第二加总算法对该误差矩阵进行运算，以获得到(L+1)×K的一加总矩阵，并且将该第一平均加总值向量中的每一者来分别与L+1个加权因子进行乘法运算，以产生出L+1个第二平均加总值；以及

分别将该加总矩阵每一列中的L+1个元素来与该L+1个第二平均加总值进行一第二标准化同频信道干扰估计运算，以藉此产生出该输出信号；

其中，R、N及K皆为正整数，且N为2的L次方。

4.根据权利要求3所述的估计方法，其中，R及N皆为一动态变量，且根据该正交频分复用***的传输设定及该多个符号的每一个的种类而改变。

5.根据权利要求1项所述的估计方法，其中，该多个符号的种类包括非数据符号及数据符号，并且在对该多个时域插值结果进行该差分运算及该第一标准化同频信道干扰估计运算的步骤中，分别对该数据符号及该非数据符号的该多个时域插值结果进行运算，以产生出关联于该数据符号的一第一输出信号及关联于该非数据符号的一第二输出信号。

6.根据权利要求5所述的估计方法，其中，对该输出信号进行该插值运算，并将该插值运算后的该输出信号作为该误差估计信号的步骤进一步包括：

对该第一输出信号及该第二输出信号分别进行该插值运算，并且找出该插值运算后的该第一输出信号及该第二输出信号的最大者，以作为该误差估计信号。

7.根据权利要求3所述的估计方法，其中，该第一平均加总值向量中的第l个的元素的值为SUM(l)，其中，且S_AVG(i)则为该符号平均值向量中的第i个的元素的值，其中1≤l≤L+1。

8.根据权利要求7所述的估计方法，其中，该加总矩阵中的第l行第j列的元素的值为S_SUM(l,j)，其中，且ERR(i,j)则为该误差矩阵中的第i行第j列的元素的值，其中，1≤j≤K。

9.根据权利要求8所述的估计方法，其中，该第二标准化同频信道干扰估计运算包括：

将该加总矩阵第j列中的L+1个元素，来一对一地与该L+1个第二平均加总值中的第一至第L+1个进行除法运算，并且找出除法运算后的所有结果的最大者作为一输出值。

10.根据权利要求9所述的估计方法，其中，当在判断出该正交频分复用信号有受到同频信道干扰影响时，该接收装置将该正交频分复用信号，来与该信道估计运算后的结果以及该误差估计信号进行乘除运算，以藉此消除掉该正交频分复用信号所受到的同频信道干扰影响。

11.一种同频信道干扰的估计电路，适用于一正交频分复用***的一接收装置中，该接收装置用以接收有多个符号的一正交频分复用信号，并且对该正交频分复用信号进行一信道估计运算，其特征在于，该估计电路包括：

一提取模块，用以在该信道估计运算过程中的一离散导频时域插值之后，分别提取出关联于该多个符号的每一个的多个时域插值结果；

一第一运算处理模块，用以对该多个时域插值结果进行一差分运算及一第一标准化同频信道干扰估计运算，以藉此产生出一输出信号；以及

一第二运算处理模块，用以对该输出信号进行一插值运算，并将该插值运算后的该输出信号作为关联于该正交频分复用信号有受到同频信道干扰影响时的一误差估计信号。

12.根据权利要求11所述的估计电路，其中，该正交频分复用***为一地面综合服务数字广播***、一地面数字视频广播***或一第二代地面数字视频广播***。

13.根据权利要求11所述的估计电路，其中，该第一标准化同频信道干扰估计运算包括：

将该差分运算后的该多个时域插值结果，以不重复且依序R个为一组的方式作平均值运算，并且依序将各组平均值运算后的结果输入至N×K的一误差矩阵中；

分别对该误差矩阵中每一行的K个元素作平均值运算，并且将每一行作平均值运算后的结果依序输入至N×1的一符号平均值向量中，以及使用一第一加总算法对该符号平均值向量进行运算，以获得到(L+1)×1的一第一平均加总值向量；

使用一第二加总算法对该误差矩阵进行运算，以获得到(L+1)×K的一加总矩阵，并且将该第一平均加总值向量中的每一者来分别与L+1个加权因子进行乘法运算，以产生出L+1个第二平均加总值；以及

分别将该加总矩阵每一列中的L+1个元素来与该L+1个第二平均加总值进行一第二标准化同频信道干扰估计运算，以藉此产生出该输出信号；

其中，R、N及K皆为正整数，且N为2的L次方。

14.根据权利要求13所述的估计电路，其中，R及N皆为一动态变量，且根据该正交频分复用***的传输设定及该多个符号的每一个的种类而改变。

15.根据权利要求11所述的估计电路，其中，该多个符号的种类包括非数据符号及数据符号，该第一运算处理模块分别对该数据符号及该非数据符号的该多个时域插值结果进行该差分运算及该第一标准化同频信道干扰估计运算，以产生出关联于该数据符号的一第一输出信号及关联于该非数据符号的一第二输出信号。

16.根据权利要求15所述的估计电路，其中，该第二运算处理模块对该第一输出信号及该第二输出信号分别进行该插值运算，并且找出该插值运算后的该第一输出信号及该第二输出信号的最大者，以作为该误差估计信号。

17.根据权利要求14所述的估计电路，其中，该第一平均加总值向量中第l个的元素的值为SUM(l)，其中，且S_AVG(i)则为该符号平均值向量中的第i个的元素的值，其中，1≤l≤L+1。

18.根据权利要求17所述的估计电路，其中，该加总矩阵中的第l行第j列的元素的值为S_SUM(l,j)，其中，且ERR(i,j)则为该误差矩阵中的第i行第j列的元素的值，其中，1≤j≤K。

19.根据权利要求18所述的估计电路，其中，该第二标准化同频信道干扰估计运算包括：

将该加总矩阵第j列中的L+1个元素，来一对一地与该L+1个第二平均加总值中的第一至第L+1个进行除法运算，并且找出除法运算后的所有结果的最大者作为一输出值。

20.根据权利要求19所述的估计电路，其中，当在判断出该正交频分复用信号有受到同频信道干扰影响时，该接收装置将该正交频分复用信号，来与该信道估计运算后的的结果以及该误差估计信号进行乘除运算，以藉此消除掉该正交频分复用信号所受到的同频信道干扰影响。