CN105359475A - 发送多载波信号的调制方法和设备、对应解调制方法和设备及计算机程序 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种对数据符号进行调制的调制方法，该调制方法给出OFDM/OQAM类型的多载波信号并实施以下步骤：－对数据符号从频域向时域进行傅立叶逆变换，该变换步骤给出经变换符号；－对所述经变换符号进行多相滤波的多相滤波步骤(12)，该多相滤波步骤给出所述多载波信号。根据本发明，多相滤波步骤(12)使用考虑压缩系数T的扩展系数，所述压缩系数T是介于0和1之间的允许以大于奈奎斯特频率的频率传送所述多载波信号的数。

Description

发送多载波信号的调制方法和设备、对应解调制方法和设备及计算机程序

1.技术领域

本发明的领域是实施多载波调制的通信的领域。

更确切地，本发明提出用于多载波***的允许超奈奎斯特频率(FTN,fasterthanNyquist)来传送数据的调制技术。

本发明尤其用于无线通信(DAB、DVB-T、WLAN、非引导型光学等)或有线通信(sDSL、PLC、光学等)领域。例如，本发明用于蜂窝通信领域(上行或下行信道)、设备间通信(设备到设备)、基于回程(backhauling)网络的通信等领域。

2.背景技术

1975年E.Mazo在文档“Faster-than-Nyquistsignaling”(Bell.Syst.Tech.Journal,54:1451-1462)中提出了超奈奎斯特频率传送原理。

根据该文档，可以通过考虑一组独立二进制信息{a_n}例如a_n＝±1的传送来示出奈奎斯特频率传送。

$g\left(t\right)=\frac{sin(\mathrm{\π}t/T)}{(\mathrm{\π}t/T)}$

在宽度W的传送信道(其中符号持续时间T为T＝1/2W)中，该传送可以无干扰地进行，因此没有错误。在被加性高斯白噪声(AWGN)干扰的传送的情况下，通过在接收时使用适于奈奎斯特脉冲的滤波器(即，g(-t))来实现使比特错误概率最低的最佳检测器。

该传送***是正交的，也就是说满足以下条件：

∫g(t-nT)g(t-n′T)dt＝δ_n，n′

其中δ表示克罗内克符号。

为了实现超奈奎斯特频率(FTN)，而无需修改传送功率，可以通过在间隔T’＜T的情况下传送脉冲来使脉冲接近，换句话说，通过用系数压缩它使得T′＝ρT，其中0＜ρ＜1。然后证实获得WT′＜1/2，代替WT＝1/2。

这样的FTN传送因此允许减少对于给定信息量的传送时间，换句话说，提高给定传送时间的信息量。

FTN传送总是产生强的干扰，去除这种干扰意味着特定信号处理过程。

此外，其主要针对单载波调制被开发。

在文档“MulticarrierfasterthanNyquisttransceivers:Hardwarearchitectureandperformanceanalysis”(IEEETransactionsonCircuitsandSystemsI:RegularPapers,58,2011)中，D.Dasalukunte等人提出适于多载波***的FTN传送的技术。

在该文档中描述的技术涉及OFDM/OQAM调制，并且提出分别在时间和频率方面的压缩系数使得T_ΔF_Δ＜1。换句话说，用于具有实数值的数据符号的传送的时间频率网络就成为(T_ΔT/2，F_Δ/T)，即两个多载波符号之间的持续时间为T_ΔT/2并且两个载波之间的间隔为F_Δ/T，其中T为多载波符号的持续时间。

为了实现FTN类型的多载波传送，根据该文档引入特定处理块，称为“FTN映射器”(使用高斯函数的投影形式)。

该技术的缺点是相对于奈奎斯特频率的有效增益比理论增益小太多。事实上，在上面引述的文档中，特定处理块对于每个副载波来处理每个时间频率数据块。优先选择尺寸为N_t×N_f的这些块，用于复杂度/性能折衷的目的，使得N_t＝N_f＝3。为了能够从用压缩系数T_Δ在时间上压缩的多载波FTN类型的时间频率网络过渡到常规OFDM/OQAM网络，边际效应使得既不考虑所有M个载波也不考虑所有K个时间间隔符号。边缘管理问题针对太大的M值减小但是对于惯用的实际值则损失太大。

因此，对于参数值N_t＝N_f＝3、M＝128和K＝16，如果压缩系数T_Δ等于0.9，则理论上获得约11％的流量的提升，并且实际上是8％的流量的损失。如果K＝10，则这改进了***灵活性但是更大地降低了有效压缩系数，不是1.11，而是变为等于0.78。

该技术的另一缺点是特定处理块引入与载波数量M及块的尺寸(N_t，N_f)成比例的操作复杂度。因此，与用于块“FTN映射器”的高斯函数相乘的数约为

在文档“MulticarrierfasterthanNyquisttransceivers:Hardwarearchitectureandperformanceanalysis”中描述的技术因此是复杂的，在***实现时不太现实，并且引入传送时的延迟，因为需要在能够传送数据符号前投影或“映射”数据符号。

因此需要适于多载波***的新的FTN传送技术，其没有现有技术的所有缺点。

3.发明内容

本发明提出以下新的方案：不具有现有技术的所有这些缺点，其以数据符号的调制方法的形式，给出多载波信号，该方法实施：

－对数据符号从频域向时域进行数学变换的数学变换步骤该数学变换步骤给出经变换符号；

－对所述经变换符号进行多相滤波的多相滤波步骤，该多相滤波步骤给出所述多载波信号。

根据本发明，所述多相滤波步骤使用考虑压缩系数τ的扩展系数，所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数，从而允许以大于奈奎斯特频率的频率发送多载波信号。

本发明因此提出用于以超奈奎斯特频率(FTN)发送多载波信号的新方案。因此可以减小用于给定信息量的发送时间。

此外，以频率复用形式的FTN发送允许受益于多载波***的优点，如调制器的灵活性(例如使某些载波截止的可能)或使用对于实施调制器有效的算法(例如基于快速傅里叶变换：IFFT，或FFT)。

所提出的方案因此提供允许提高在给定频带中的发送吞吐量的新调制技术。其尤其用于蜂窝通信中，主要用于上行信道(对于上行信道可以想到在基站处的相对复杂的均衡技术)；还可用于下行信道(如果接收机例如是平板类型的话)。其更一般地用于需要高数据吞吐量传送的领域。

特别地，本发明可以应用于初始地满足复数正交条件(如OFDM)或实数正交条件(如OFDM/OQAM)的多载波调制***。数据符号可以因此是实数类型或复数类型。

此外，本发明允许非常接近目标压缩系数。换句话说，在理论压缩系数和真实压缩系数之间几乎没有偏差。

相对于在文档“MulticarrierfasterthanNyquisttransceivers:Hardwarearchitectureandperformanceanalysis”中描述的技术，所提出的方案提供更大的灵活性，并且不限于块的尺寸(例如每时间间隔K个符号)。此外，在该文档中描述的技术需要使用两个运作***，一个用于具体处理(“FTN映射”)而另一个用于调制，而在所提出的方案中需要单个运作***，如在OFDM/OQAM方案中那样，这允许减小使用复杂度。

根据本发明的具体特征，如果所述数据符号具有实数值，则所述扩展系数等于的四舍五入的整数，如对于OFDM/OQAM类型调制；并且如果所述数据符号具有复数值，则所述扩展系数等于[τ.M]的四舍五入的整数，如对于OFDM/QAM或过采样OFDM类型调制，其中M是与所述数学变换的尺寸相等的整数。

这样的扩展系数(标记为N_f，还称为FTN系数)允许在多相滤波阶段考虑压缩系数τ，其允许采用多载波形式(用于获得载波的实数或复数正交性，如果τ＝1的话)并且因此贡献于以大于现有技术的吞吐量来发送数据。

根据本发明的具体特征，根据本发明的调制方法包括在数学变换步骤之前预先实施的对数据符号进行预处理的预处理步骤。对数据符号进行预处理的这样的预处理步骤实施所述数据符号与考虑压缩系数τ的项的乘法。

如果原型滤波器具有偶数长度则尤其实施该预处理步骤。相反，如果原型滤波器具有奇数长度则该预处理步骤是可选的。

该预处理步骤允许在预处理阶段时考虑压缩系数τ，并因此贡献于高吞吐量的数据发送。

根据本发明的具体方面，该调制方法包括在所述滤波步骤之前预先实施的对所述经变换符号进行后处理的后处理步骤。该后处理步骤尤其允许重复经变换符号。

特别地，在所述数学变换步骤给出M个经变换符号的情况下，其中M是整数，所述后处理步骤实施以所述M个经变换符号为块的重复，从而给出M个经变换符号的b₁个块和b₂个经变换符号的子块，其中b₁是使得b₁＞0的整数，b₂是使得0≤b₂＜M的整数；以及所述多相滤波步骤实施以M个经变换符号的所述b₁个块和b₂个经变换符号的所述子块为输入的尺寸为L＝b₁M+b₂的原型滤波器。

这样的后处理步骤因此允许使用任何原型滤波器，同时使经变换符号的数量等于原型滤波器的尺寸。

因此其给出在调制方案方面的较大灵活性。

例如，b₁等于4并且b₂等于0。因此“复制”四次来自数学变换步骤的输出的M个经变换符号的块。

根据别的具体实施方式，对于OFDM/OQAM类型的调制并且对于具有实数值的数据符号，所述数学变换步骤实施包括以下子步骤的从频域向时域的变换：

-向所述数据符号施加局部傅立叶逆变换，从而给出C个经变换符号的第一子集；

-基于所述第一子集，获得(M-C)个经变换符号的第二子集用于形成M个经变换符号的集合，经变换符号的所述第二子集是经变换符号的第一子集的补集。

特别地，如果原型滤波器的长度L＝b₁M+b₂大于M，则数学变换步骤还实施重复并且置换所述M个经变换符号的子步骤，从而给出L个经变换符号，其中L、M和C是使得L＞M＞C的整数。

因此通过使用局部傅立叶变换类型的算法来独特地计算频率/时间变换模块的“传统”输出的一部分，并且根据所计算出的第一输出来推导出输出的剩余部分。

以此方式，相当大地减少传统上执行的操作次数(乘法、加法)。

根据本发明的具体特征，所述压缩系数τ严格小于1。为此，来自多相滤波步骤的多载波信号具有大于奈奎斯特频率的频率。

根据本发明的另一方面，该调制方法包括考虑更新压缩系数τ的更新扩展系数的步骤。例如，压缩系数τ可以根据发送信道的质量来调制。因此可以提供返回通道来给予调制器关于发送信道的信息。

特别地，对于OFDM/OQAM类型的调制，数据符号具有实数值并且对于OFDM类型的调制，数据符号具有复数值。

根据另一实施方式，本发明涉及一种对数据符号进行调制的调制设备，该调制设备给出多载波信号并包括：

－对数据符号从频域向时域进行数学变换的数学变换模块，该数学变换模块给出经变换符号；

－对所述经变换符号进行多相滤波的多相滤波模块，该多相滤波模块给出所述多载波信号。

根据本发明，所述多相滤波模块使用考虑压缩系数τ的扩展系数，所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数，从而允许以大于奈奎斯特频率的频率发送多载波信号。

这样的调制设备尤其适于实施前述的调制方法。其例如涉及蜂窝网络的基站，用于在下行信道上的通信，或者涉及计算机、电话、平板、机顶盒等类型终端，用于在上行信道上的通信。该设备可以当然包括与根据本发明的调制方法相关的不同特性，这些特性可以组合或单独采用。因此，该设备的特性和优点与前述方法的相同。因此，不再详细描述。

特别地，这样的调制设备(还称为调制器)，对于多载波信号提供好的精度，大约是直接实施多载波信号方程所获得的量级。

此外，所提出的方案允许通过使用与现有技术不同的方案来实施OFDM/OQAM调制，该方案尤其可以把具有复数值的数据符号作为输入。

本发明还涉及一种对多载波信号进行解调制的解调制方法，该解调制方法给出估计的数据符号并实施以下步骤：

－对所述多载波信号进行多相滤波的多相滤波步骤，该多相滤波步骤给出时域中的数据符号；

－对时域中的所述数据符号从变换域向频域进行数学变换的数学变换步骤，该数学变换步骤给出频域中的数据符号。

根据本发明，所述多相滤波步骤使用考虑压缩系数τ的抽选系数，所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数，从而允许以大于奈奎斯特频率的频率发送多载波信号。

这样的解调制方法尤其适于对根据上述的调制方法调制的多载波信号进行解调制。特别地，这样的方法适于以大于奈奎斯特频率的频率接收的多载波信号进行解调制。

该解调制方法的特性和优点与调制方法的相同。因此，不再详细描述。

根据本发明的具体特性，如果调制前的所述数据符号具有实数值，则所述抽选系数等于的四舍五入的整数，如对于OFDM/OQAM类型的解调制；并且如果调制前的所述数据符号具有复数值，则所述抽选系数等于[τ.M]的四舍五入的整数，如对于OFDM/QAM或OFDM过采样类型的解调制，其中M是与所述数学变换的尺寸相等的整数。

这样的抽选系数(标记为N_f，还称为FTN系数)的使用允许在多相滤波阶段考虑压缩系数τ，并且因此贡献于以大于现有技术的吞吐量来接收数据。

特别地，该解调制方法包括对频域中的数据符号进行后处理的可选步骤，该步骤给出估计的数据符号。后处理步骤实施频域中的所述数据符号与考虑所述压缩系数τ的项的乘法。

如果原型滤波器具有偶数长度则尤其实施该后处理步骤。相反，如果原型滤波器具有奇数长度则该后处理步骤是可选的。

在另一实施方式中，本发明涉及一种对多载波信号进行解调制的解调制设备，该解调制设备给出估计的数据符号并包括：

－对所述多载波信号进行多相滤波的多相滤波步模块，该多相滤波模块给出变换域中的数据符号；

－对变换域中的所述数据符号从变换域向频域进行数学变换的数学变换模块，该数学变换模块给出频域中的数据符号。

根据本发明，所述多相滤波模块使用考虑压缩系数τ的抽选系数，所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数，从而允许以大于奈奎斯特频率的频率发送多载波信号。

这样的解调制设备尤其适于实施前述的解调制方法。其例如涉及蜂窝网络的基站，用于在下行信道上的通信，或者涉及计算机、电话、平板、机顶盒等类型终端，用于在上行信道上的通信。该设备可以当然包括与根据本发明的解调制方法相关的不同特性，这些特性可以组合或单独采用。因此，该设备的特性和优点与前述方法的相同。因此，不再详细描述。

本发明还涉及一种或更多种计算机程序，包括指令，所述指令用于当该或这些计算机程序被处理器执行时实施如前所述的调制方法，或者一种或更多种计算机程序，包括指令，所述指令用于当该或这些计算机程序被处理器执行时实施如前所述的解调制方法。

根据本发明的该方法因此可以以多种方式实施，尤其以有线或软件形式实施。

本发明因此涉及可由计算机读取的计算机介质，以及包括如上所述的计算机程序的指令。

4.附图说明

参照附图，通过阅读以非限定性且说明的简单示例给出的对具体实施方式的以下描述，本发明的其他特征和优点变得更加清楚，在附图中：

－图1示出根据本发明的具体实施方式的调制方法实施的主要步骤；

－图2示出根据本发明的具体实施方式的解调制方法实施的主要步骤；

－图3A-3D示出允许以大于奈奎斯特频率的频率传送数据的OFDM/OQAM调制器的示例；

－图4示出允许以大于奈奎斯特频率的频率接收数据的OFDM/OQAM调制器的示例；

－图5提出允许以大于奈奎斯特频率的频率传送数据的OFDM调制器的示例；

－图6示出允许以大于奈奎斯特频率的频率接收数据的OFDM调制器的示例；

－图7和图8分别示出根据本发明的具体实施方式的实施调制技术的调制器以及实施解调技术的解调制器的简化结构。

5.具体实施方式

5.1总体原理

本发明的总体原理基于考虑在多载波调制器/解调制器的多相滤波器的扩展器/抽选器处的压缩系数，允许以大于奈奎斯特频率的频率传送数据。注意对于介于0和1之间的理论压缩系数τ，期望相对于所述奈奎斯特频率，吞吐量将乘以系数1/τ。

更确切地，图1示出根据本发明的实施方式的调制方法实施的主要步骤。

这样的方法在输入接收数据符号，其可以是标记为a_m，n的实数，或标记为c_m，n的复数。

这些数据符号经受从频域向给出经变换符号的变换域的数学变换11。该步骤可以使用传统变换，例如快速傅立叶逆变换类型，或者如果数据符号是实数值，则使用给出经变换符号的第一子集的局部傅立叶变换，然后基于第一子集构造经变换符号的第二子集(考虑在本申请人在2011年2月28提交的法国专利申请FR2972091中描述的技术)。

经变换符号然后经受多相滤波12，从而允许使载波成形。特别地，该多相滤波步骤使用考虑压缩系数τ的扩展系数，压缩系数τ是介于0和1之间的数并且允许以大于奈奎斯特频率的频率传送多载波信号。

多相滤波步骤允许使载波成形。

特别地，如果数据符号是实数值，扩展系数等于的四舍五入的整数(即最接近的整数)，其中M是等于数学变换的尺寸的整数。如果数据符号是复数值，则扩展系数等于[τ.M]的四舍五入的整数(即最接近[τ.M]的整数)，其中M是等于数学变换的尺寸的整数。

从滤波操作获得的信号s是多载波信号。

特别地，在数据符号的变换步骤的预先步骤中，可以实施预处理步骤10。这样的可选的步骤允许对数据符号施加相位差，并且使数据符号乘以考虑压缩系数τ的项。当原型滤波器具有偶数长度时尤其实施该步骤。

现在参照图2来描述由根据本发明的解调方法实施的主要步骤。

这样的方法在输入端接收多载波信号y。

多载波信号y在第一步骤21过程中经受多相滤波，从而给出变换域中的数据符号。这样的多相滤波使用考虑压缩系数τ的抽选系数。

特别地，如果调制前的数据符号是实数值(例如对于OFDM/OQAM调制)，则抽选系数等于的四舍五入的整数。如果调制前的数据符号是复数值(例如对于OFDM或过采样OFDM调制)，则抽选系数等于[τ.M]的四舍五入的整数。

在第二步骤22的过程中，变换域中的数据符号经受从变换域向频域的数学变换。该步骤使用传统变换，例如快速傅立叶变换类型。

如果原型滤波器具有偶数长度，则在第三步骤23的过程中，频域中的数据符号经受后处理，从而给出估计的数据符号y_m，n。特别地，该后处理步骤实施将频域中的数据符号与考虑压缩系数τ的项的乘法。相反，如果原型滤波器的长度是奇数，则该步骤是可选的。

5.2实施例

以下描述本发明的不同实施例，用于允许以大于奈奎斯特频率(FTN)的频率进行传送的对具有实数值或复数值的数据符号的调制和解调。

主要点在于定义FTN系数N_f，即在所提出的所有实施方案中都找到的参数。

5.2.1符号

下文描述在后续说明中的符号。

－τ，FTN压缩系数，0<τ<1；

－M:载波数，数学变换的尺寸，例如IFFT/FFT类型的变换；

－T_e：采样周期；

－载波间隔；

－T₀＝MT_e；

－L:原型滤波器的长度，使得L＝b₁M+b₂，其中b₁和b₂是使得b₁≥1和0≤b₂≤M-1的整数。

－D＝L-1：被引入以产生因果***的延迟参数。

－a_m，n，c_m，n：要传送的数据符号，可以是实数或复数。

5.2.2第一实施例

下文考虑第一实施例，根据第一实施例，寻求实施允许以大于奈奎斯特频率的频率进行传送的OFDM/OQAM调制解调器。

除了前面的符号之外，定义：

－由于OQAM的偏移引起的采样数；

- ${\mathrm{\&tau;}}_0=\frac{M}{2}{T}_e;$

－FTN系数N_f，使得N_f等于的的四舍五入的整数；

－相位项φ_m，n，使得例如其中ε∈{-1，0，1}，或或任何其他相位。

注意在的情况下，相位项不依赖于m，并且当压缩系数τ趋于1时不可能接近正交***。如果考虑高的压缩系数(趋于0)，则相位项的选择不那么重要。接收器实现考虑预定相位规则的均衡***就足够了。

A)调制

参照图3A至3D，描述允许以大于奈奎斯特频率的频率传送数据的四个OFDM/OQAM调制器。

图3A和3B中示出的两个第一调制器实施预处理步骤，通过传统傅立叶变换模块和多相滤波来进行数学变换。

图3C和3D示出的两个第二调制器实施数学变换步骤(通过调整前述的法国专利申请FR2972091中描述的技术来考虑FTN系数N_f)和多相滤波步骤。

更确切地，为了获得基于OQAM调制而生成FTN多载波信号的调制器，发明人提出了修改OFDM/OQAM信号的基带等式。

注意“传统”的OFDM/OQAM连续信号可写作在基带中的以下形式： $s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}\underset{n=-\mathrm{\&infin;}}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{f}_{m,n}\left(t\right)$

其中 $f_{m,n}\left(t\right)=g(t-{\mathrm{nT}}_0/2)e^{j2{\mathrm{\&pi;mF}}_{0}t}{e}^{{\mathrm{j\&phi;}}_{m,n}},$ 并且g是原型滤波器。

数据符号a_m，n是实数值并且可以基于2^2K-QAM复数星座图通过相继考虑实部然后虚部获得。

通过以频率进行采样并且设定s[k]＝s((k-D/2)T_e)，OFDM/OQAM离散信号可以写作基带中的以下形式：

在正交***(OFDM/OQAM)的情况下，D与原型滤波器的长度L相关如下D＝L-1。在正交情况下，相同的函数基被用于发送和接收并且约束满足以下的实数正交性条件：

其中<.，.>_R表示实数标量积。

在传统OFDM/OQAM的情况下，传送是正好以奈奎斯特频率进行的。换句话说，实数数据符号a_m，n被传送的频率使得这对于从中得出实数数据符号的复数数据符号而言对应于条件T₀F₀＝1。

根据本发明，OFDM/OQAM信号的基带等式被以以下方式修改：

$s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}\underset{n=-\mathrm{\&infin;}}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}g(t-{\mathrm{n\&tau;\&tau;}}_0)e^{j2{\mathrm{\&pi;mF}}_{0}t}{e}^{{\mathrm{j\&phi;}}_{m,n}}.$

在以频率T_e采样之后，获得相对于T_e被标准化的表达，即：

$s\&lsqb;k\&rsqb;=\underset{m=0}{\overset{H-1}{\&Sigma;}}\underset{n=-\mathrm{\&infin;}}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}g\&lsqb;k-{\mathrm{nN}}_f)e^{j2\mathrm{\&pi;}mk/M}{e}^{{\mathrm{j\&phi;}}_{m,n}}.$

该表达式可以重写作：

$s\&lsqb;k\&rsqb;=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{{\mathrm{j\&phi;}}_{m,n}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\&pi;}mk}{M}}\underset{n=-\mathrm{\&infin;}}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}g\&lsqb;k-{\mathrm{nN}}_f\&rsqb;$

为了简化调制器的实施，力求以IFFT的形式实现变换步骤。为了使该IFFT还允许简单地生成多载波信号s[k]，发明人提出对前面的等式进行修改。

然后可以区分两种情况，“非因果”的情况和“因果”的情况，其中“非因果”的情况对应于很通常的理论情形，其中原型滤波器g被假定以时间原点为中心；“因果”的情况中原型滤波器仅从时刻0开始操作。

A.1)非因果情况

在第一种情况下，考虑上述等式并且假设原型滤波器g[k](其中)不是因果的，也就是说以原点k＝0为中心。然后对傅立叶变换索引引入D/2的偏移，使得IFFT的因果索引也不是因果的。此外，限制傅立叶变换的索引到区间[0,L-1]。实现该处理的一种方式是用k-nN_f+D/2替代傅立叶变换的索引k。这导致重新形成的表达式：

这样的调制器示于图3A中。其包括：

－预处理模块30，实施数据符号a_m，n与相位项和考虑压缩系数的项的乘法，

－数学变换模块31，实施快速傅立叶逆变换，给出M个经变换符号，

－后处理模块33，实施经变换符号的周期性重复，给出L个经变换符号，以及

－多相滤波模块32，对于第i个经变换符号，i从0到L-1，实施：原型滤波器g与系数的乘法，标记为通过FTN系数N_f的扩展，以及偏移(i+1)z^-1。

注意如果L不是偶数，则预处理模块30是可选的。此外，如果L＝M，则后处理模块33也是可选的。

该后处理模块33被用于把变换模块31的输出端上的经变换符号的数量调整为原型滤波器的尺寸。

更确切地，因为原型滤波器的长度L使得L＝b₁M+b₂，其中b₁和b₂是使得b₁≥1且0≤b₂≤M-1的整数，后处理模块33实施M个经变换符号的按块重复，从而给出经变换符号M的b₁个块和b₂个经变换符号的子块。

后处理模块33，也称为周期性扩展块CYCEXD，可以数学上被以下形式的L×M维矩阵描述：

${\mathrm{CYCEXD}}_{L\&times;M}={\left[\begin{array}{c}{I}_{M\&times;M}\\ ...\\ I_{M\&times;M}\end{array}\right]}_{L\&times;M}$

其中I表示单位矩阵。

例如，如果希望使用lota类型的传统原型滤波器，则可以选择b₁＝4且b₂＝0。如果希望使用TFL类型的传统原型滤波器，则可以选择b₁＝1且b₂＝0。

因此，由于傅立叶变换的周期性属性，可以按块以周期性扩展来实现滤波操作，然后实现与单个系数的乘法操作，然后是并行到串行转换操作。

多相滤波模块32是传统的，并且其操作不再详细描述。

A.2)因果情况

在第二种情况下，略微修改多载波信号s[k]的重新形成的等式，如下：

$s\&lsqb;k\&rsqb;=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{{\mathrm{j\&phi;}}_{m,n}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}mk/M}\underset{n=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}g\&lsqb;k-{\mathrm{nN}}_f\&rsqb;$

其中假设原型滤波器g[k](其中k∈[0，L-1])是因果的，也就是说，从索引k＝0开始。因此，不再需要对傅立叶变换索引引入D/2的偏移，并且可把信号s[k]表示如下：

这样的调制器被示于图3B中。该图3B包括：

－预处理模块30，实施数据符号a_m，n与相位项和考虑压缩系数的项的乘法，

－数学变换模块31，实施快速傅立叶逆变换，给出M个经变换符号，

－后处理模块33，实施经变换符号的周期性重复，给出L个经变换符号，以及

－多相滤波模块32，对于第i个经变换符号，i从0到L-1，实施：原型滤波器g与第i个系数的乘法，标记为g[i]，通过FTN系数N_f的扩展，以及偏移(i+1)z^-1。

再次地，注意如果L不是偶数，则预处理模块30是可选的，并且如果L＝M，则后处理模块33也是可选的。非因果调制器(图3A)和因果调制器(图3B)的结构是相似的，仅原型滤波器g的索引在滤波模块32中被修改。不同模块的操作就不再重复了。

注意图3A和3B中示出的两个调制器可以处理复数数据符号c_m，n，而不仅是实数数据符号a_m，n。因此提出能够用复数工作的OFDM/OQAM调制器的新结构，如果压缩系数τ等于1，则以奈奎斯特频率的两倍工作；如果压缩系数τ小于1，则以大于奈奎斯特频率的两倍工作。

以后参照图3C和3D来描述调制器的其他实施例，通过调整前述的法国专利申请FR2972091中描述的技术来实施数学变换步骤，和实施多相滤波步骤。

所示出的示例处于因果滤波器和实数数据符号的上下文中。然而，可以在非因果滤波器的上下文中应用下述方案。

更具体地，重新考虑上述多载波信号方程：

$s\&lsqb;k\&rsqb;=\underset{n=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}g\&lsqb;k-{\mathrm{nN}}_f\&rsqb;\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{{\mathrm{j\&phi;}}_{m,n}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}m({\mathrm{nN}}_f-D/2)/M}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}m(k-{\mathrm{nN}}_f)/M}$

在IFFT的输出端使用对称属性，FTN频率的OQAM多载波调制可以基于局部IFFT(还称为剪枝IFFT和称为IFFTe)来进行。该新方案实现约2倍的操作复杂度的减小。

下文根据相位项φ_m，n的值来考虑两种情况。

在第一情况下，考虑

通过考虑多载波信号的以上等式，并且考虑D＝L-1＝b₁M+b₂-1，可以写作如下的s[k]：

$s\&lsqb;k\&rsqb;=\underset{n=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}g\&lsqb;k-{\mathrm{nN}}_f\&rsqb;\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{j\frac{\mathrm{\&pi;}n}{2}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;}m({\mathrm{nN}}_f-D/2)/M}{e}^{j2{\mathrm{\&pi;mk}}_1/M}$

$s\&lsqb;k\&rsqb;=\underset{n=0}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}g\&lsqb;k-{\mathrm{nN}}_f\&rsqb;e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}n}{2}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{-j\mathrm{\&pi;}m(b_2-1)/M}{e}^{j2{\mathrm{\&pi;mk}}_2/M}$

其中，k₁＝k-nN_f∈[0，L-1]并且k₂＝k₁+nN_f-b₁N。

如果b₂-1为偶数，也就是说b₂-1＝2q-1，其中则前述等式可以重新写作：

其中索引使得k₁＝k-nN_f∈[0，L-1]且k₂＝k₁+nN_f-b₁N-q。

图3C示出允许生成信号s[k]的调制器。其包括：

－数学变换模块35，实施局部快速傅立叶逆变换，从而给出C个经变换符号，重构(M-C)个经变换符号，从而给出全部经变换符号，并且如果M≠L，则实施经变换符号的置换和重复，从而给出L个经变换符号；

－多相滤波模块32，对于第i个经变换符号，i从0到L-1，实施：原型滤波器g与第i个系数的乘法，标记为g[i]，通过FTN系数N_f的扩展，以及偏移(i+1)z^-1。

下面详述数学变换模块35的原理。

首先在IFFTe模块351中针对m从0到M-1对于乘以项e^jπm/M的M个数据符号应用局部快速傅立叶逆变换。获得M/2个经变换符号。注意IFFTe模块可以实施不同的已知IFFT算法。

把在该模块351的输出端获得的矢量标记为U_n，使得对于 $k_1=0,...,\frac{M}{2}-1:$

$U_n\&lsqb;k_1\&rsqb;=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{j\mathrm{\&pi;}m/M}{e}^{j2{\mathrm{\&pi;mk}}_1/M}$

然后通过应用hemitienne(埃尔米特)对称性，在HSExt-Permut-CYCEXD352模块中重构全部M个经变换符号，对于 $k_1=0,...,\frac{M}{2}-1:$

$U_n\&lsqb;M-1-k_1\&rsqb;=U_n^{*}\&lsqb;k_1\&rsqb;$

如果M≠L，则应用经变换符号的置换和重复，从而给出L个经变换符号，使得对于k₁＝0，...，M-1：

U_n[k₂]＝U_n[mod(k₁+nN_f-b₁N-q)，M]

或者

对于k₂＝0，...，L-1并且n为偶数，使得U_n[k₂]＝U_n[mod(k₂，M)]，

对于k₂＝0，...，L-1并且n为奇数，使得

因此获得输入到多相滤波模块32中的L个经变换符号。

多相滤波模块32的运行是传统的，因此不再详细描述。

如果b₂-1是偶数，也就是说b₂-1＝2q其中则s[k]的前述等式可以重写如下：

其中索引使得k₁＝k-nN_f∈[0，L-1]并且k₂＝k₁+nN_f-b₁N-q。

图3D示出允许生成这样的信号s[k]的调制器。其包括：

－数学变换模块35，实施局部快速傅立叶逆变换，从而给出C个经变换符号，重构(M-C)个经变换符号，从而给出全部经变换符号，并且如果M≠L，则实施经变换符号的置换和重复，从而给出L个经变换符号；

－多相滤波模块32，对于第i个经变换符号，i从0到L-1，实施：原型滤波器g与第i个系数的乘法，标记为g[i]，通过FTN系数N_f的扩展，以及偏移(i+1)z^-1。

下文详述在此情况下的数学变换模块35的原理。

首先在IFFTe模块353中对于M个数据符号应用局部快速傅立叶逆变换。因此获得个经变换符号。再一次，注意IFFTe模块可以实施不同的已知IFFT算法。

把在该模块353的输出端获得的矢量标记为U_n，使得对于 $k_1=0,...,\frac{M}{2}:$

$U_n\&lsqb;k_1\&rsqb;=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{a}_{m,n}{e}^{j2{\mathrm{\&pi;mk}}_1/M}$

然后通过应用hemitienne对称，在HSExt-Permut-CYCEXD354模块中重构全部M个经变换符号，对于

$U_n\&lsqb;M-k_1\&rsqb;=U_n^{*}\&lsqb;k_1\&rsqb;$

如果M≠L，则应用经变换符号的置换和重复，从而给出L个经变换符号，使得对于k₁＝0，...，M-1：

U_n[k₂]＝U_n[mod(k₁+nN_f-b₁N-q，M)]。

因此获得输入到多相滤波模块32中的L个经变换符号。再一次多相滤波模块32的运行是传统的，因此不再详细描述。

现在起考虑第二种情况，其中相位项等于

在允许恢复对于小压缩系数的正交性的此情况下，多载波信号s[k]保持与前面针对b₂-1为偶数和奇数的情况定义的表达式相同的表达式，其中索引不同：

-如果b₂-1为奇数：

-如果b₂-1为偶数：

其中索引使得k₁＝k-nN_f∈[0，L-1]并且

局部快速傅立叶逆变换的操作和所有经变换符号的重构与前述情况相同，因此不再详述。

相反，给出L个经变换符号的经变换符号的置换和重复实施以下功能：对于k₁＝0，...，M-1，有 $U_R\&lsqb;k_2\&rsqb;=U_n\&lsqb;\mathrm{mod}(k_1+\frac{M}{4}+{\mathrm{nN}}_f-b_{1}N-q,M)\&rsqb;.$

其余处理是相同的，并且不再详述。

B)解调制

下文，参照图4，描述允许以大于奈奎斯特频率的频率接收数据的OFDM/OQAM调制器。

这样的解调制器实施与由调制器执行的处理的逆处理。

特别地，假设数据符号a_m，n是实数，则。用于解调制器的通用表达式由下式给出：

其中索引(m₀，n₀)对应于在时间频率平面中的解调制位置。索引k的变化区间取决于***被假设为因果的还是非因果的。在下文中，给出在因果情况下的解调制器的结构。非因果情况从因果情况中容易推导出来。

在以下等式中定义可获得：

因此仍要在相加部分中确定k的变化区间。在假设原型滤波器g[k]是长度L的因果滤波器的情况下，和被限定为k∈[n₀N_f，n₀N_f+L-1]。以对于调制器相同的方式，需要把傅立叶变换的索引的变化限制为[0，M-1]，以能够应用传统的FFT并且其周期性准则。

因此，发明人提出以下修改：

图4示出这样的解调制器。其包括：

－多相滤波模块41，实施：偏移(i+1)z^-1，通过FTN系数N_f的抽选，原型滤波器g与系数[i]的乘法，标记为g[i]，i从0到L-1，从而在变换域中给出L个数据符号；

－预处理模块44，实施在变换域(例如时域)中提取M个数据符号；

－数学变换模块42，实施快速傅立叶变换，从而在频域中给出M个数据符号；

－后处理模块43，实施经在频域中数据符号与相位项和考虑压缩系数的项的乘法，以及

-实部提取模块45。

注意如果L＝M，则预处理模块44是可选的。

类似地，如果L是奇数，则后处理模块43是可选的。

最后，如果调制后的数据符号是复数并且非实数，则实数部分45的提取模块也是可选的。

预处理模块44用于把在滤波模块41的输出端的在变换域中的数据符号的数量调节为数学变换模块的尺寸。

更确切地，预处理模块44，还称作CYCCOMB循环组合块，实施变换域中的M个数据符号的块提取。

预处理模块44可以在数学上写作M×L矩阵，其是CYCEXD矩阵的转置：

${\mathrm{CYCCOMB}}_{M\&times;L}={\mathrm{CYCEXD}}_{L\&times;M}^T.$

其他模块的运行是传统的。因此不再详述。

这样的解调制器尤其适于对通过使用根据图3A至3D中任一个的调制器而构造的多载波信号进行解调。

5.2.3第二实施例

下文考虑第二实施例，根据第二实施例，力求实现允许以大于奈奎斯特频率的频率进行传送的OFDM调制器。

在该上下文中，数据符号可以是复数的，标记为c_m，n。

除了前述注释之外，定义FTN系数N_f，使得N_f等于τM的四舍五入的整数。

A)调制

现在参照图5描述允许以大于奈奎斯特频率的频率进行数据传送的OFDM调制器。

更确切地，为了获得基于OFDM调制来生成多载波信号的调制器(例如具有复数正交性，如果τ＝1)，发明人已提出修改OFDM信号的基带等式。

应注意对于M个载波上的OFDM调制，可以传送复数数据符号c_m，n(m∈I＝{0，....，M-1}且)。用于这些符号的常用表示与用于幅度调制(如QAM或PSK相移键控)的码表对应。

传统OFDM信号在基带中被写作：

$s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}\underset{n=-\mathrm{\&infin;}}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{c}_{m,n}{f}_{m,n}\left(t\right)$

-其中 $f_{m,n}\left(t\right)=f(t-{\mathrm{nT}}_0)e^{j2{\mathrm{\&pi;mF}}_{0}t}{e}^{{\mathrm{j\&theta;}}_{m,n}},$ 并且

-f(t)是积分平方函数，也称为原型函数；

-T₀是多载波符号的持续时间；

-F₀是两个相继载波之间的间隔；

-θ_m，n是可以任意选择的相位项；

-j²＝-1。

在该上下文中，正交性条件，也就是说，允许在存在AWGN类型干扰的情况下的误差最小化的条件，是通过考虑接收时的自适应滤波来实现的。换句话说，用于调制和解调二者的基带函数的标量积应该使得：

$<f_{m,n},f_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}>={\&Integral;}_{-\mathrm{\&infin;}}^{\mathrm{\&infin;}}{f}_{m,n}\left(t\right)f_{m^{\&prime;},n^{\&prime;}}^{*}\left(t\right)dt={\mathrm{\&delta;}}_{n,n^{\&prime;}}{\mathrm{\&delta;}}_{m,m^{\&prime;}}$

如果除了正交***之外，还希望以奈奎斯特频率传送，则应该要求F₀T₀＝1。换句话说，对于每个载波m，应该检验前述的奈奎斯特条件(WT＝1/2)。在相乘系数方面的差异是由于在当前情况下，考虑复数且非实数的数据符号传送。

根据本发明，为了以大于奈奎斯特频率的频率传送数据，OFDM信号的基带等式被以以下方式修改：

$s\left(t\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}\underset{n=-\mathrm{\&infin;}}{\overset{+\mathrm{\&infin;}}{\&Sigma;}}{c}_{m,n}g(t-{\mathrm{n\&tau;T}}_0)e^{j2{\mathrm{\&pi;mF}}_{0}t}$

在以频率T_e采样的情况下，相对于频率T_e被归一化的离散OFDM信号，可以在基带中写作以下形式：

在以下，推导因果情况下的调制器的结构。非因果情况容易地从因果情况推导出。

图5示出这样的调制器。其包括：

－预处理模块50，实施数据符号c_m，n与考虑压缩系数的项的乘法；

－数学变换模块51，实施快速傅立叶逆变换，从而给出M个经变换符号；

－后处理模块53，实施经变换符号的周期性重复，从而给出L个经变换符号，以及

－多相滤波模块52，对于第i个经变换符号，i从0到L-1，实施：原型滤波器g与第i个系数的乘法，标记为g[i]；通过FTN系数N_f的扩展；以及偏移(i+1)z^-1。

如在前述示例中那样，注意L是奇数，预处理模块50是可选的。此外，如果L＝M，则后处理模块53是可选的。

不同模块的运行已经参照图3A至3D描述了。因此此处不再重复。

B)解调制

以下参照图6示出允许以大于奈奎斯特频率的频率接收数据的OFDM解调制器。

这样的解调制器实施与调制器实施的处理的逆处理。

用于解调制器的通用表达式由以下给出：

$y_{m_0,n_0}=\underset{k}{\&Sigma;}s\&lsqb;k\&rsqb;g_{m_0,n_0}\&lsqb;k\&rsqb;$

其中索引(m₀，n₀)对应于在时间频率平面中的目标解调位置。索引k的变化区间取决于***被假设为因果还是非因果。在下文中，描述因果情况下的解调制器的结构。非因果的情况容易从因果情况推导出。

通过在以下等式中定义可获得：

这样的解调制器示于图6中。其包括：

－多相滤波模块61，实施：偏移(i+1)z^-1，通过FTN系数N_f的抽选，原型滤波器g与系数[i]的乘法，标记为g[i]，i从0到L-1，从而在变换域中给出L个数据符号；

－预处理模块64，实施在变换域(例如时域)中提取M个数据符号；

－数学变换模块62，实施快速傅立叶变换，从而在频域中给出M个数据符号；以及

－后处理模块63，实施经在频域中数据符号和考虑压缩系数的项的乘法。

注意如果L＝M，则预处理模块64是可选的。

类似地，如果L是奇数，则后处理模块63是可选的。

所有模块的运行与参照图4描述的运行相似。因此不再详细描述。

特别地，这样的解调制器适于对通过使用图5的调制器构造的多载波信号解调制。

5.3调制器或解调制器的结构

最后分别参照图7和图8来描述根据本发明的特定实施方式的调制器的简化结构和解调制器的结构，其中该调制器实施多载波信号的调制，该解调制器实施多载波信号的解调制。

如图7所示，这样的调制器包括：存储器71(包括缓冲存储器)、处理单元72，处理单元72例如具有微处理器μP并且由计算机程序73操控，实施根据本发明的实施方式的调制方法。

在初始化时，计算机程序73的代码指令在被处理单元72的处理器执行之前例如加载到RAM存储器中。处理单元72在输入端接收实数数据符号a_m，n或复数数据符号c_m，n。处理单元72的微处理器根据计算机程序73的指令来实施前述调制方法的步骤，用于产生多载波信号。为此，调制器除了缓冲存储器71之外还包括把数据符号从频域向变换域进行数学变换的数学变换模块以及实施考虑压缩系数τ的扩展系数的对经变换符号进行多相滤波的多相滤波模块。

这些模块由处理单元72的微处理器操控。

如图8所示，这样的解调制器具有：存储器81(包括缓冲存储器)、处理单元82，处理单元82具有微处理器μP并且由计算机程序82操控，实施根据本发明的实施方式的解调制方法。

在初始化时，计算机程序83的代码指令在被处理单元82的处理器执行之前例如加载到RAM存储器中。处理单元82在输入端接收多载波信号。处理单元82的微处理器根据计算机程序83的指令来实施前述解调制方法的步骤，用于估计传送的数据符号。为此，解调制器除了缓冲存储器81之外还包括：对多载波信号进行多相滤波(从而给出变换域中的数据符号)的多相滤波模块，把变换域中的数据符号从变换域向频域进行数学变换(从而给出频域中的数据符号)的数学变换模块，以及对频域中的数据符号进行后处理(从而给出估计的数据符号)的后处理模块。后处理模块实施频域中的数据符号与考虑压缩系数τ的项的乘法，多相滤波模块使用考虑压缩系数τ的抽选系数。

这些模块由处理单元82的微处理器操控。

Claims (13)

1.一种对数据符号进行调制的调制方法，该调制方法给出多载波信号并实施以下步骤：

－对数据符号从频域向时域进行数学变换的数学变换步骤(11)，该数学变换步骤给出经变换符号；

－对所述经变换符号进行多相滤波的多相滤波步骤(12)，该多相滤波步骤给出所述多载波信号；

其特征在于所述多相滤波步骤(12)使用考虑压缩系数τ的扩展系数，

所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数。

2.按照权利要求1所述的调制方法，其特征在于，如果所述数据符号具有实数值，则所述扩展系数等于的四舍五入的整数；并且如果所述数据符号具有复数值，则所述扩展系数等于[τ.M]的四舍五入的整数，其中M是与载波数相等且与所述数学变换的尺寸相等的整数。

3.按照权利要求1和2中任一项所述的调制方法，其特征在于，包括在所述数学变换步骤(11)之前预先实施的对所述数据符号进行预处理的预处理步骤(10)，以及所述预处理步骤(10)实施所述数据符号与考虑所述压缩系数τ的项的乘法。

4.按照权利要求1至3中任一项所述的调制方法，其特征在于，包括在所述滤波步骤(12)之前预先实施的对所述经变换符号进行后处理的后处理步骤，

以及在所述数学变换步骤(11)给出M个经变换符号的情况下，其中M是与载波数相等的整数，所述后处理步骤实施以所述M个经变换符号为块的重复，从而给出M个经变换符号的b₁个块和b₂个经变换符号的子块，其中b₁是使得b₁＞0的整数，b₂是使得0≤b₂＜M的整数；

以及所述多相滤波步骤(12)实施以M个经变换符号的所述b₁个块和b₂个经变换符号的所述子块为输入的尺寸为L＝b₁M+b₂的原型滤波器。

5.按照权利要求4所述的调制方法，其特征在于，b₁等于4并且b₂等于0。

6.按照权利要求1至3中任一项所述的调制方法，其特征在于，对于OFDM/OQAM类型的调制并且对于具有实数值的数据符号，所述数学变换步骤(11)实施包括以下子步骤的从频域向时域的变换：

-向所述数据符号施加局部傅立叶逆变换，从而给出C个经变换符号的第一子集；

-基于所述第一子集，获得(M-C)个经变换符号的第二子集用于形成M个经变换符号的集合，经变换符号的所述第二子集是经变换符号的第一子集的补集；

-重复并且置换所述M个经变换符号，从而给出L个经变换符号，其中L、M和C是使得L＞M＞C的整数。

7.按照权利要求1至6中任一项所述的调制方法，其特征在于，所述压缩系数τ严格小于1。

8.一种对数据符号进行调制的调制设备，该调制设备给出多载波信号并包括：

－对数据符号从频域向时域进行数学变换的数学变换模块(31，35，51)，该数学变换模块给出经变换符号；

－对所述经变换符号进行多相滤波的多相滤波模块(32，52)，该多相滤波模块给出所述多载波信号；

其特征在于所述多相滤波模块(32，52)使用考虑压缩系数τ的扩展系数，

所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数。

9.一种对多载波信号进行解调制的解调制方法，该解调制方法给出估计的数据符号并实施以下步骤：

－对所述多载波信号进行多相滤波的多相滤波步骤(21)，该多相滤波步骤给出时域中的数据符号；

－对时域中的所述数据符号从时域向频域进行数学变换的数学变换步骤(22)，该数学变换步骤给出频域中的数据符号；

其特征在于所述多相滤波步骤(21)使用考虑压缩系数τ的抽选系数，

所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数。

10.按照权利要求9所述的解调制方法，其特征在于，如果调制前的所述数据符号具有实数值，则所述抽选系数等于的四舍五入的整数；并且如果调制前的所述数据符号具有复数值，则所述抽选系数等于[τ.M]的四舍五入的整数，其中M是与载波数量相等并与所述数学变换的尺寸相等的整数。

11.按照权利要求9和10中的任一项所述的解调制方法，其特征在于，该解调制方法包括对频域中的数据符号进行后处理的后处理步骤(23)，后处理步骤(23)给出估计的所述数据符号，

所述后处理步骤实施频域中的所述数据符号与考虑所述压缩系数τ的项的乘法。

12.一种对多载波信号进行解调制的解调制设备，该解调制设备给出估计的数据符号并包括：

－对所述多载波信号进行多相滤波的多相滤波模块(41，61)，该多相滤波模块给出时域中的数据符号；

－对时域中的所述数据符号从时域向频域进行数学变换的数学变换模块(42，62)，该数学变换模块给出频域中的数据符号；

其特征在于所述多相滤波模块(41，61)使用考虑压缩系数τ的抽选系数，所述压缩系数τ是包括于0和1之间的数。

13.一种计算机程序，包括指令，所述指令用于当该计算机程序被处理器执行时实施按照权利要求1所述的调制方法或按照权利要求9所述的解调制方法。