CN105187345A - 一种适用于co-ofdm***的无迭代盲相位噪声补偿方法 - Google Patents

Abstract

一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，先通过近似代价函数进行无迭代运算计算每个OFDM符号的CPE粗略估计值，再用面向判决的相位均衡算法(DDPE)去计算残余的CPE估计值，最后完成相位噪声补偿。在计算CPE粗略估计值时，该方法引入一种代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，该代价函数完美近似为一个余弦函数表达形式的新代价函数，求出新代价函数取得最小值时的旋转角度值，即为该OFDM符号的CPE粗略估计值。本发明提供一种频率利用率较高、复杂度较低、对硬件资源要求低、实用性强的适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法。

Description

一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法

技术领域

本发明属于光通信技术领域，特别涉及一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法。

背景技术

相干光正交频分复用***由于其出众的抗色散和偏振模色散能力，是未来高速长距离光通信***最有可能采用的备选传输技术之一。

CO-OFDM***结构如图1所示，按其功能可以分为5个模块：CO-OFDM***发射端模块101、光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM***接收端模块105，CO-OFDM发射端模块产生的电域信号经过电光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，CO-OFDM接收端再对接收到的电信号进行信号处理以期恢复原始的发送段数据。结合图1，对整个***的工作过程进行详细表述。CO-OFDM***串行输入的数据106经过串并转换模块107，变为并行的N路数据；按照不同的调制格式将串并转换后的信号进行数字调制108；快速傅里叶逆变换IFFT模块109实现信号从频域到时域的转换；加入循环前缀CP110；将得到的电域信号进行并串转换111。上述信号的同相分量和正交分量信号分别通过数模转换器112、113变换为模拟信号并通过低通滤波器114、115；采用放大器将信号的同相分量116和正交分量117放大并注入到I/Q调制器中实现同相分量I和正交分量Q对光信号的正交调制；I/Q调制器由3个双臂的马赫增德尔MZM调制器120、121和122组成，其中两个调制器实现对信号的调制，第三个调制器122控制光调制的同相分量I和正交分量Q的相位差；分别调节两个调制器120、121的直流偏置保证实现信号调制的调制器工作在最小功率点，而第三个控制相位差的调制器工作在正交点以保证两路信号存在90°的相位差；118表示CO-OFDM***的发射激光器，通过分路器119分成两束同样的激光，用于驱动二个光调制器120和121。二个光调制器输出的信号通过合束器123，变成单路的光信号，接着输入到光纤信道进行传输。产生的CO-OFDM信号在光纤124中经过长距离的传输后，经过直接的光-光放大器-掺铒光纤放大器(EDFA)125补偿光纤损耗后再进行传输，表示长距离的光纤,126表示光带通滤波器。经过长距离的光纤传输后，光电检测模块将光域信号变换成电域的信号。127表示CO-OFDM***接收端的本地激光器，通过分路器分成两束同样的激光，128表示一个90°的相移器；129和130表示两个耦合器，驱动4个光电二极管(PD)131、132、133和134。135和136表示两个减法器，分别对应输出接收信号的同相分量I和正交分量Q。得到的同相分量I和正交分量Q经过低通滤波器137、138和模数转换器139、140转换后进入CO-OFDM接收端。CO-OFDM接收端进行数字信号处理141，进行CO-OFDM发送端的逆过程，进行串并转换142，移除循环前缀CP143，然后进行FFT变换144，对CO-OFDM信号进行数字解调145，最后经过并串转换146恢复得到原始的发送端串行数据输出147。

上述是多载波相干光通信***的一般结构，其相比于单载波的相干光通信技术(如目前100G/s工业标准采用的PDM-QPSK)，CO-OFDM能够实现更高的光谱效率(即带宽利用率)、更灵活的频谱使用、更有效的信道均衡和更高频谱扩展性，被学者广泛地认为是下一代400G/s及1Tb/s(1T＝1000G)光纤通信***的重要解决方案。

但是在这种CO-OFDM多载波相干***中，激光器相位噪声会严重影响***性能，这种恶化包括公共相位噪声(CPE)和载波间相互干扰(ICI)二个方面。YiXingwen等提出一种基于导频的方法来进行相位噪声补偿(文献1，X.Yi,W.Shieh,andY.Tang,“PhaseestimationforcoherentopticalOFDM,”IEEEPhoton.Technol.Lett.,vol.19,no.12,pp.1–3,Jun.15,(2007).即X.Yi,W.Shieh,andY.Tang,“相干光OFDM相位估计,”IEEE光子技术学报,vol.19,no.12,pp.1–3,(2007).)，但这种方法需要在发送端数据中周期性的***导频符号，这严重降低了频谱利用率。为了降低导频符号的使用频率，YangChuanchuan等人提出一种伪导频符号的方法(文献2，C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,andZ.Chen,"ACO-OFDMSystemWithAlmostBlindPhaseNoiseSuppression,"IEEEPhoton.Technol.Lett.,vol.25,no.17,pp.1723-1726,(2013)，即C.Zhao,C.Yang,F.Yang,F.Zhang,andZ.Chen,"CO-OFDM***中近全盲的相位噪声抑制方法"，IEEE光子技术学报,vol.25,no.17,pp.1723-1726,(2013))，这种方法几乎为盲相位噪声补偿算法，但这种算法是基于一种正交基展开的，导致其计算复杂度较大。在文献3中(文献3，M.E.Mousa-PasandiandD.V.Plant,“Zero-overheadphasenoisecompensationviadecision-directedphaseequalizerforcoherentopticalOFDM,”Opt.Express,vol.18,no.20,pp.20651–20660,(2010)，即M.E.Mousa-PasandiandD.V.Plant,“面向判决的相位均衡方法实现的零开销相位噪声补偿方法,”光学学报,vol.18,no.20,pp.20651–20660,(2010))一种完全盲的相位噪声均衡方法被提出，被称为面向判决的相位均衡方法(DDPE)。这种算法在低阶正交幅度(QAM)调制时，与导频方法相比，具有同样的相位噪声补偿效果。但当高阶正交幅度(QAM)调制时,DDPE方法将会受到判决错误的较大影响。为了在高阶正交幅度(QAM)调制时取得较好的相位噪声补偿效果，一种色散最小算法(DM)被用在DDPE算法之前先进行粗相位噪声补偿(文献4，Y.HaandW.Chung,"Non-Data-AidedPhaseNoiseSuppressionSchemeforCO-OFDMSystems,"IEEEPhoton.Technol.Lett.,vol.25,no.17,pp.1703-1705,(2013)，即Y.HaandW.Chung,"CO-OFDM***中非数据辅助的相位噪声抑制算法,"IEEE光子技术学报,vol.25,no.17,pp.1703-1705,(2013).)。在DM算法中，采用OFDM无线***中恒模算法同样的代价函数。尽管该DDPE之前的DM算法使得***的补偿效果极大提高，但DM算法使用的迭代算法常使其代价函数受到***噪声的影响难以收敛，算法复杂度较高，在实际***应用中面临着较大的挑战。

发明内容

为了克服已有CO-OFDM***相位噪声补偿方法的频率利用率较低、复杂度较高、对硬件资源要求高、实用性较差的不足，本发明提供一种频率利用率较高、复杂度较低、对硬件资源要求低、实用性强的适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，所述补偿方法包括以下步骤：

(1)接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；

(2)电域光纤色散补偿；

(3)对电域的信号进行串并转换，移除循环前缀CP并进行符号同步以及频率偏移估计和补偿；

(4)采用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变为频域；

(5)为取得信道传递函数，将OFDM信号帧中第一个OFDM符号设置为导符号，以后每个OFDM符号的信道传递函数根据前一个OFDM符号的信道传递函数进行更新，

${\hat{H}}_{n,k}=\left\{\begin{array}{cc}{R}_{n,k}\·S_{n,k}^{-1}& n=0\\ {\hat{H}}_{n-1,k}\·e^{{\mathrm{i\φ}}_{1,n-1}}\·e^{{\mathrm{i\φ}}_{2,n-1}}& n>0\end{array}\right.$

这里S_n,k是发送端第n个OFDM符号中的第k个子载波的导符号数据，R_n,k是对应的发射端导符号数据，是第n-1个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n-1和φ_2,n-1是对第n-1个的OFDM符号，分别用无迭代盲算法计算的粗略CPE估计值和面向判决相位均衡算法(DDPE)计算的残余CPE估计值；

(6)用无迭代盲算法计算每个OFDM符号的粗略CPE估计值，在色散最小算法(DM)中引入新的代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，有如下表示：

J(φ)＝E{|R(ye^-iφ)|^2m+1}+E{|I(ye^-iφ)|^2m+1}，

或者

其中，y表示接收端某个OFDM符号频域数据，φ表示任意一个角度旋转，R(·)和I(·)分别表示对数据取实部和虚部值，E{·}表示对统计变量取均值,m≥1且为整数，当J(φ)的值最小时对应的φ值即为粗略的CPE相位估计值，为避免上述代价函数计算粗略CPE相位估计值的迭代运算，将上述原代价函数从理论上近似为如下的新代价函数，即余弦函数形式，J(φ)＝Acos(4·φ+B)+C

为确定新代价函数中余弦函数J(φ)的值最小时的φ值，仅需确定上式中的三个参数A，B和C的值，在原代价函数曲线上取三个点即可确定A，B和C的值，通过新代价函数得到该余弦函数取最小值时的φ值，即为该OFDM符号粗略的CPE相位估计值；

(7)然后用面向判决的相位均衡算法DDPE去计算残余的CPE值；

(8)对接收端频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿。

进一步，所述步骤(7)中，先将第(6)步骤中获得的粗略CPE相位估计值用于进行粗CPE相位噪声补偿，即

其中，表示接收端第n个OFDM符号中的第k个子载波频域数据进行粗CPE相位噪声补偿之后的形式，R_n,k是对应的发射端频域数据，是第n个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n表示第(6)步骤中获得的该OFDM符号的粗略CPE相位估计值，再用如下方法计算残余的CPE相位噪声估计值，

${\mathrm{\φ}}_{2,n}=1/N_f{\Σ}_{k=0}^{N_f-1}\left(\arg \right\{\frac{{\hat{S}}_{n,k}}{D\left({\hat{S}}_{n,k}\right)}\left\}\right)$

其中，N_f表示OFDM中子载波的个数，D(·)表示判决操作，arg(·)表示取复数的角度，φ_2,n表示残余CPE估计值。

再进一步，所述步骤(8)中，对接收端频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿，即：

${\stackrel{\‾}{S}}_{n,k}=R_{n,k}\·{\hat{H}}_{n,k}^{-1}\·e^{-{\mathrm{i\φ}}_{1,n}}\·e^{-{\mathrm{i\φ}}_{2,n}}$

其中，表示接收端第n个OFDM符号中的第k个子载波频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿之后的形式，R_n,k是对应的发射端频域数据，是第n个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n表示第(6)步骤中获得的该OFDM符号的粗略CPE相位估计值，φ_2,n表示第(7)步骤中获得的该OFDM符号的残余CPE相位噪声估计值。

更进一步，所述步骤(2)中，将光纤信道频域传递函数的解析形式经傅立叶变换到时域，设计时域有限长单位冲激响应FIR滤波器来实现，该滤波器的阶数随色散累积值而增加。

本发明的技术构思为：该方法引入一种代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分。该代价函数完美近似为一个余弦函数表达形式的新代价函数。求出新代价函数值最小时的旋转角度值，即为该OFDM符号的CPE粗略估计值，然后进行CPE相位噪声补偿。可用本发明提出的无迭代盲算法去估计每个OFDM符号的CPE值，然后进行补偿。该方法为盲相位噪声补偿算法，频谱利用率高，避免了CPE估计时的迭代计算，具有算法复杂度低、对硬件资源要求低的优点。

本发明的有益效果主要表现在：1、适用于高阶数字调制和大线宽激光器的CO-OFDM***，本发明提出的无迭代盲相位噪声补偿方法与基于导频的传统相位噪声补偿方法(如最小二乘(LS)估计)相比获得了可以相比拟的相位噪声均衡效果。但本发明的盲CPE相位噪声估计方法仅用一个OFDM符号作为导符号，与基于导频的传统相位噪声均衡方法相比极大提高了***的频谱利用率。2、本发明在计算粗略CPE相位噪声估计值时，构造的原代价函数形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，能够近似为一个余弦函数形式的新代价函数，在该新代价函数曲线上无须迭代运算就可以计算出粗略的CPE估计值，极大降低了算法的复杂度。

附图说明

图1是现有技术中的CO-OFDM***的示意图。

图2是本发明实施例1的方法原理框图。

图3是本发明实施例1中的计算粗略CPE估计值中原代价函数和新代价函数曲线。

图4是本发明实施例1中接收端频域数据未经任何相位噪声补偿方法补偿的星座图。

图5是本发明实施例1中接收端频域数据用基于导频的最小二乘LS信道估计相位噪声补偿方法补偿的星座图。

图6是本发明实施例1中接收端频域数据用本发明提出的无迭代盲相位噪声补偿方法补偿的星座图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

参照图2～图6，一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，先通过近似代价函数进行无迭代计算每个OFDM符号的CPE粗略估计值，再用面向判决的相位均衡算法(DDPE)去计算残余的CPE估计值，最后完成相位噪声补偿。

如图1所示，CO-OFDM***包括CO-OFDM***发射端模块101、CO-OFDM光调制模块102、光纤传输模块103、光电检测模块104以及CO-OFDM***接收端模块105，***发射端产生的信号经过了光调制的上变频变成光域的CO-OFDM信号，CO-OFDM信号经光纤传输、平衡探测器后经光电转换成电域的信号，***接收端再对接收到的电域信号进行信号处理以期恢复原始的发送端数据。初始10Gb/s伪随机码二进制数据流用高阶QAM调制(16QAM和32QAM)映射到256个子载波上，FFT或者IFFT的点数为512。每个OFDM数据符号中的循环前缀CP长度为64点。每50km单模光纤后接一个掺铒光纤放大器EDFA,该放大器增益为13dB，噪声系数为4dB。整个光纤链路共有4段50km单模光纤加放大器EDFA构成。该单模光纤的色散系数为16.75ps/nm·km,色散斜率为0.075ps/(nm²·km)，非线性系数为1.5W^-1·km^-1，PMD系数为损耗系数为0.2dB/km。发射端激光器与相干接收端激光器具有相同的线宽和波长，其波长为1550nm。另外，本实施例在CO-OFDM***中，为得到第一个OFDM符号的信道传递函数，设定第一个OFDM符号为导符号。

下面结合图2，对本发明提出的一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法的步骤进行详细说明。

S201:接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；电域光纤色散补偿。具体是将光纤信道频域传递函数的解析形式经傅立叶变换到时域，设计时域有限长单位冲激响应(FIR)滤波器来实现，该滤波器的阶数随色散累积值而增加。

S202:对电域的信号进行串并转换。

S203:移除循环前缀CP。

S204:符号同步以及频率偏移估计和补偿。

S205:采用快速傅里叶变换(FFT)将信号从时域变为频域。

S206:初始的信道估计，以获得信道传递函数。

将OFDM信号帧中第一个OFDM符号设置为导符号，以后每个OFDM符号的信道传递函数根据前一个OFDM符号的信道传递函数进行更新，

${\hat{H}}_{n,k}=\left\{\begin{array}{cc}{R}_{n,k}\·S_{n,k}^{-1}& n=0\\ {\hat{H}}_{n-1,k}\·e^{{\mathrm{i\φ}}_{1,n-1}}& n>0\end{array}\right.$

这里S_n,k是发送端第n个OFDM符号中的第k个子载波的导符号数据，R_n,k是对应的发射端导符号数据。是第n-1个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n-1和φ_2,n-1是对第n-1个的OFDM符号，分别用无迭代盲算法计算的粗略CPE估计值和面向判决相位均衡算法(DDPE)计算的残余CPE估计值。

S207:用无迭代盲算法计算每个OFDM符号的粗略CPE估计值。在色散最小算法(DM)中引入新的代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，有如下表示：

J(φ)＝E{|R(ye^-iφ)|^2m+1}+E{|I(ye^-iφ)|^2m+1}，

或者

这里y表示接收端某个OFDM符号频域数据，φ表示任意一个角度旋转，R(·)和I(·)分别表示对数据取实部和虚部值，E{·}表示对统计变量取均值,m≥1且为整数。当J(φ)的值最小时对应的φ值即为粗略的CPE相位估计值。为避免上述代价函数计算粗略CPE相位估计值的迭代运算，将上述原代价函数从理论上近似为如下的新代价函数，即余弦函数形式，

J(φ)＝Acos(4·φ+B)+C

为确定新代价函数中余弦函数J(φ)的值最小时的φ值，仅需确定上式中的三个参数A，B和C的值。在原代价函数曲线上取三个点即可确定A，B和C的值。因此通过新代价函数，无须迭代运算易得到该余弦函数取最小值时的φ值，即为该OFDM符号粗略的CPE相位估计值。

图3显示了对某个OFDM符号的原代价函数和新代价函数随旋转角度φ变化的关系曲线，分别取原代价函数曲线上三个点，即φ＝0,π/4以及-π/8，则能够确定新代价函数余弦形式中的三个系数A,B和C。可得新代价函数与原代价函数完美重叠在一起。因此，通过新代价函数及其余弦函数形式，无需迭代运算，易得到新代价函数为最小值时的φ值，即该OFDM符号需要补偿的粗略CPE相位值。

S208:用面向判决的相位均衡算法(DDPE)去计算残余的CPE估计值。先将第(6)步骤中获得的粗略CPE相位估计值用于进行粗CPE相位噪声补偿，即这里表示接收端第n个OFDM符号中的第k个子载波频域数据进行粗CPE相位噪声补偿之后的形式，R_n,k是对应的发射端频域数据。是第n个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n表示第(6)步骤中获得的该OFDM符号的粗略CPE相位估计值。再用如下方法计算残余的CPE相位噪声估计值，

${\mathrm{\φ}}_{2,n}=1/N_f{\Σ}_{k=0}^{N_f-1}\left(\arg \right\{\frac{{\hat{S}}_{n,k}}{D\left({\hat{S}}_{n,k}\right)}\left\}\right)$

其中N_f表示OFDM中子载波的个数，D(·)表示判决操作，arg(·)表示取复数的角度，φ_2,n表示残余CPE估计值。

S209:接收端频域数据CPE相位噪声补偿，包括对接收端频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿，即：

${\stackrel{\‾}{S}}_{n,k}=R_{n,k}\·{\hat{H}}_{n,k}^{-1}\·e^{-{\mathrm{i\φ}}_{1,n}}\·e^{-{\mathrm{i\φ}}_{2,n}}$

这里表示接收端第n个OFDM符号中的第k个子载波频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿之后的形式，R_n,k是对应的发射端频域数据。是第n个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n表示第(6)步骤中获得的该OFDM符号的粗略CPE相位估计值。φ_2,n表示第(7)步骤中获得的该OFDM符号的残余CPE相位噪声估计值。

图4是本发明实施例1中接收端频域数据未经任何相位噪声补偿方法补偿的星座图，星座图上信号点由于CPE相位噪声发生了严重的旋转。采用64个导频做最小二乘(LS)信道估计,获得相位噪声补偿后的星座图显示在图5中。用本发明提出的无迭代盲相位噪声补偿方法补偿后的星座图显示在图6中。可得与传统的导频LS估计相位噪声补偿方法相比，用本发明提出的无迭代盲相位噪声补偿方法获得与其相比拟的补偿效果。本发明仅第一个OFDM符号作为导符号使用，与传统的导频LS估计相位噪声补偿方法相比，显然极大提高了频谱利用率。与原有的盲相位噪声算法相比，该算法采用新代价函数(余弦函数形式)替代原代价函数，避免了繁琐的迭代计算，极大降低了算法的复杂度。

以上对本发明所述的相干光正交频分复用CO-OFDM***中的无迭代盲相位噪声补偿方法进行了详细地的介绍，以上的实例说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想而非对其进行限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，其特征在于：所述补偿方法包括以下步骤：

(1)接收端对接收到的CO-OFDM信号进行相干探测接收，然后进行模数转换，得到电域的信号；

(2)电域光纤色散补偿；

(3)对电域的信号进行串并转换，移除循环前缀CP并进行符号同步以及频率偏移估计和补偿；

(4)采用快速傅里叶变换FFT将信号从时域变为频域；

(5)为取得信道传递函数，将OFDM信号帧中第一个OFDM符号设置为导符号，以后每个OFDM符号的信道传递函数根据前一个OFDM符号的信道传递函数进行更新，

${\hat{H}}_{n,k}=\left\{\begin{array}{cc}{R}_{n,k}\·S_{n,k}^{-1}& n=0\\ {\hat{H}}_{n-1,k}\·e^{{\mathrm{i\φ}}_{1,n-1}}\·e^{{\mathrm{i\φ}}_{2,n-1}}& n>0\end{array}\right.$

这里S_n,k是发送端第n个OFDM符号中的第k个子载波的导符号数据，R_n,k是对应的发射端导符号数据，是第n-1个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n-1和φ_2,n-1是对第n-1个的OFDM符号，分别用无迭代盲算法计算的粗略CPE估计值和面向判决相位均衡算法DDPE计算的残余CPE估计值；

(6)用无迭代盲算法计算每个OFDM符号的粗略CPE估计值，在色散最小算法(DM)中引入新的代价函数，它的形式包含某个OFDM符号频域数据旋转任意角度后的实部部分和虚部部分，有如下表示：

$J\left(\mathrm{\φ}\right)=E\left\{\right|R\left({\mathrm{ye}}^{-i\mathrm{\φ}}\right){|}^{2m+1}\}+E\{\left|I\left({\mathrm{ye}}^{-i\mathrm{\φ}}\right){|}^{2m+1}\right\},$

或者

其中，y表示接收端某个OFDM符号频域数据，φ表示任意一个角度旋转，R(·)和I(·)分别表示对数据取实部和虚部值，E{·}表示对统计变量取均值,m≥1且为整数，当J(φ)的值最小时对应的φ值即为粗略的CPE相位估计值，为避免上述代价函数计算粗略CPE相位估计值的迭代运算，将上述原代价函数从理论上近似为如下的新代价函数，即余弦函数形式，

J(φ)＝Acos(4·φ+B)+C

为确定新代价函数中余弦函数J(φ)的值最小时的φ值，仅需确定上式中的三个参数A，B和C的值，在原代价函数曲线上取三个点即可确定A，B和C的值，通过新代价函数得到该余弦函数取最小值时的φ值，即为该OFDM符号粗略的CPE相位估计值；

(7)然后用面向判决的相位均衡算法DDPE去计算残余的CPE值；

(8)对接收端频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿。

2.如权利要求1所述的一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，其特征在于：所述步骤(7)中，先将第(6)步骤中获得的粗略CPE相位估计值用于进行粗CPE相位噪声补偿，即

其中，表示接收端第n个OFDM符号中的第k个子载波频域数据进行粗CPE相位噪声补偿之后的形式，R_n,k是对应的发射端频域数据，是第n个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n表示第(6)步骤中获得的该OFDM符号的粗略CPE相位估计值，再用如下方法计算残余的CPE相位噪声估计值，

${\mathrm{\φ}}_{2,n}=1/N_f{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_f-1}\left(\arg \right\{\frac{{\hat{S}}_{n,k}}{D\left({\hat{S}}_{n,k}\right)}\left\}\right)$

其中，N_f表示OFDM中子载波的个数，D(·)表示判决操作，arg(·)表示取复数的角度，φ_2,n表示残余CPE估计值。

3.如权利要求1或2所述的一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，其特征在于：所述步骤(8)中，对接收端频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿，即：

${\stackrel{\‾}{S}}_{n,k}=R_{n,k}\·{\hat{H}}_{n,k}^{-1}\·e^{-{\mathrm{i\φ}}_{1,n}}\·e^{-{\mathrm{i\φ}}_{2,n}}$

其中，表示接收端第n个OFDM符号中的第k个子载波频域数据进行粗略和残余CPE相位噪声补偿之后的形式，R_n,k是对应的发射端频域数据，是第n个OFDM符号中的第k个子载波的信道传递函数，φ_1,n表示第(6)步骤中获得的该OFDM符号的粗略CPE相位估计值，φ_2,n表示第(7)步骤中获得的该OFDM符号的残余CPE相位噪声估计值。

4.如权利要求1或2所述的一种适用于CO-OFDM***的无迭代盲相位噪声补偿方法，其特征在于：所述步骤(2)中，将光纤信道频域传递函数的解析形式经傅立叶变换到时域，设计时域有限长单位冲激响应FIR滤波器来实现，该滤波器的阶数随色散累积值而增加。