CN105186914A - 一种新型h6单相非隔离并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种新型H6单相非隔离并网逆变器，包括六个开关管、滤波模块以及调制电路模块；所述滤波模块连接在开关管S5的源极和交流侧，所述调制电路模块用于生成六个驱动信号以分别控制六个开关管的导通和关断。本发明提出的新型H6单相并网逆变器可以消除共模电压的高频脉动，从而能够有效的抑制漏电流，且改变了续流电流路径，使得续流电流只经过开关管，不经过导通损耗较大的体二极管，减小导通损耗，完全消除了二极管的反向恢复损耗。同时，本发明的结构所用的器件较少、共模电压低、并网工作稳定性好，并网波形质量高并且能够有效提高效率。

Description

一种新型H6单相非隔离并网逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换领域，尤其涉及一种新型H6单相非隔离并网逆变器。

技术背景

近年来，由于国家政策的支持，并网逆变器得到了长足的发展，从微型逆变器到单相小功率逆变器再到三相中大功率逆变器，衍生出的各种新型拓扑。拓扑结构的性能对整个***的发电效率起到关键作用，而且大大影响整个***使用的可靠性和生产成本。在保证低漏电流的基础上提高效率是研究新型拓扑的核心目标。带输出变压器的隔离型是并网逆变器中最常见的结构之一，也是目前市场上使用最多的并网逆变器。该变压器同时完成电压匹配以及隔离功能。由于变压器的隔离作用：一方面，可以保护人身安全，另一方面，保证了***不会向电网注入直流分量，有效地防止配电变压器的饱和。但是变压器增加了整个***的体积、重量和成本。非隔离型并网逆变器以其效率高、体积小、成本低的优势，已经在分布式光伏发电***中占据主流。但是，非隔离型并网逆变器因为没有隔离变压器，从而带来漏电流问题。漏电流本质为共模电流，而这一寄生电容会与逆变器输出滤波元件以及电网阻抗组成共模谐振电路，逆变器的功率开关动作时会引起寄生电容上的电压即共模电压Ucm的变化，变化的共模电压能够激励这个谐振电路从而产生共模电流Icm。共模电流的出现，会增加***的传导损耗，降低了电磁兼容性并产生安全问题。而且，对地漏电流太大还会造成交流滤波器的饱和，降低滤波效果，同时也可能造成并网逆变器的损坏。为保证安全，VDE0126-1-1标准对并网***的共模电流作出严格规定。为抑制非隔离型并网逆变器的漏电流，应尽量使共模电压Ucm变化减小。如果能保证共模电压Ucm为一恒值，则能够在原理上消除共模电流Icm。

传统的H4型逆变器在单极性调制方式下不能抑制漏电流，双极性调制方式下，虽然能够有效地抑制漏电流，但是所有的开关器件都工作在高频状态下，增加了开关损耗，而且双极性调制时其逆变输出的纹波电流幅值较大。为了提高并网逆变器的效率、可靠性、供电质量等性能，各类拓扑结构被相继提出并被广泛应用，其中最具代表性的有H5和H6拓扑。德国SMA公司发明的五开关(H5)型拓扑，能够有效地解决漏电流问题，其最高效率达到98.1％。相关文献提出的H6型拓扑，能够有效的抑制漏电流，二极管采用快恢复型二极管，大幅降低二极管反向恢复损耗，但是续流阶段电流仍流经二极管，导通损耗仍然较大，尤其是在大电流的情况下。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明提出的一种新型H6单相非隔离并网逆变器在减少二极管数量和提高共模电流抑制能力的基础上能有效提高逆变器的效率，具体技术方案如下：

一种新型H6单相非隔离并网逆变器，由六个开关管S1-S6、滤波模块以及调制电路模块组成；

其中，开关管S1的漏极和开关管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，开关管S1的源极和S2的源极相连并分别与开关管S5的漏极、开关管S6的漏极连接，开关管S5的源极和S6的源极相连并分别与开关管S3的漏极、开关管S4的漏极连接，开关管S3的源极和开关管S4的源极相连并连接至直流侧负端；

所述滤波模块主要包括两个电感L1和L2，所述电感L1一端连接开关管S5的源极，一端连接交流侧；所述电感L2一端连接开关管S4的漏极，一端连接交流侧；

所述调制电路模块为DSP控制器，开关管S1、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S2、S3的栅极接到由相位相差180°的正弦波和上述同一个三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由开关管S2、S3驱动信号经过非运算得到的驱动信号输出端；开关管S6的栅极接到在交流侧正半周由开关管S1、S4驱动信号经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端；

本发明的逆变器在每个正弦周期内存在四种工作模态：

工作模态1：交流侧电压正半周时，开关管S5一直通，S2、S3常断，以相同驱动信号驱动S1、S4高频开关。S1、S4导通时，并网电流经S1、S5、滤波电感L1、电网、滤波电感L2、S4构成回路向电网供电。桥臂输出电压为U_AB＝+U_DC。

工作模态2：S1、S4关断，S2、S3常断，S5导通，S6高频开关，当S6导通时，并网电流经过S5、滤波电感L1、电网、滤波电感L2、S6构成续流回路，此时电网与直流侧脱离。桥臂输出电压为U_AB＝0。

工作模态3:交流侧电压负半周时，开关管S6一直导通，S1、S4常断，以相同信号驱动S2、S3高频开关。S2、S3导通时，输入电流经过S2、S6、滤波电感L2、电网、滤波电感L1、S3构成回路向电网侧供电。桥臂输出电压为U_AB＝-U_DC。

工作模态4:S1、S4关断，S2、S3关断，S6一直导通、S5高频开关，当S5导通时，电流经过S5、S6、滤波电感L2、电网、滤波电感L1构成续流回路，此时电网与直流侧脱离。桥臂输出电压U_AB＝0。

交流侧电压正半周，工作模态1中，S1、S5导通，桥臂输出A点对直流母线负端N的电压U_AN＝U_DC，S4导通，桥臂输出B点对直流母线负端N的电压U_BN＝0，所以 $U_{cm}=\frac{U_{AN}+U_{BN}}{2}=\frac{U_{DC}+0}{2}=0.5U_{DC}.$

工作模态2中，S1、S3关断,此时利用关断的S1、S3开关管结电容实现均压，桥臂输出A点对直流母线负端N的电压U_AN＝0.5U_DC，S2、S4关断，此时利用关断的S2、S4开关管结电容实现均压，桥臂输出B点对直流母线负端N电压U_BN＝0.5U_DC,所以共模电压为 $U_{cm}=\frac{U_{AN}+U_{BN}}{2}=\frac{0.5U_{DC}+0.5U_{DC}}{2}=0.5U_{DC}.$

交流侧电压负半周的分析与正半周类似，不再详述。有上述分析可得共模电压U_cm＝0.5U_DC，保持恒定，据此可得漏电流I_cm＝0。原理上满足抑制漏电流的设计原则。

进一步的，所述开关管S1-S6采用N沟道增强型MOSFET，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。

进一步的，所述开关管S1-S6的漏极和源极都连接一个续流二极管，所述开关管的源极接二极管的正极，所述开关管的漏极接二极管的负极，所述续流二极管用于提高开关速度，维持续流，防止关闭电源时反向击穿。

本发明的这种新型拓扑可以消除共模电压的高频脉动，有效地抑制漏电流。同时，本发明的调制电路模块提出了与该新型H6单相非隔离并网逆变器相适应的控制策略，改变了续流电流路径，使得续流电流只经过绝缘栅型场效应管，不经过导通损耗较大的体二极管，减小导通损耗，完全消除了二极管的反向恢复损耗，有利于提高效率。

附图说明

图1、本发明的主要结构示意图

图2、传统H5型拓扑示意图

图3、带二极管的H6型拓扑示意图

图4、本发明的调制电路模块驱动信号

图5、一个正弦周期内本发明的四种工作模态

图6、本发明的主要实验波形，其中

(a)为S1、S4及S2、S3的驱动电压波形，

(b)为S5、S6的驱动电压波形，

(c)为桥臂输出端A、B对直流母线负端的电压U_AN、U_BN及2倍共模电压Ucm波形，

(d)为半载情况下输出电压和电流波形

(e)为1500W情况下输出电压和电流波形

(f)为满载情况下输出电压和电流波形

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步的说明。

实施例1、

采用本发明的拓扑结构研制一台2000W的并网逆变器，由六个开关管S1-S6、滤波模块以及调制电路模块组成；所述的开关管均采用COOLMOSIPW60R041C6，本实施例中采用DSP28335为调制电路模块控制芯片，开关频率为20KHz。输出滤波电感L1、L2选择1mH，所述交流电压输出侧还连接有一个4.7uF的滤波电容。直流侧电压U_DC为300V，电网电压为220V，输出频率为50Hz，输出功率为2000W。

如图1所示，MOS管S1的漏极和MOS管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，MOS管S1的源极和S2的源极相连并分别与MOS管S5的漏极、MOS管S6的漏极连接，MOS管S5的源极和S6的源极相连并分别与MOS管S3的漏极、MOS管S4的漏极连接，MOS管S3的源极和MOS管S4的源极相连并连接至直流侧负端；所述电感L1一端连接MOS管S5的源极，一端连接交流侧；所述电感L2一端连接MOS管S4的漏极，一端连接交流侧；

MOS管S1、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端；MOS管S2、S3的栅极接到由相位相差180°的正弦波和上述同一个三角波比较得出的驱动信号输出端；MOS管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由MOS管S2、S3驱动信号经过非运算得到的驱动信号输出端；MOS管S6的栅极接到在交流侧正半周由MOS管S1、S4驱动信号经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端；所述驱动信号波形如图4所示，本实施例中的具体实验波形如图6(a)和图6(b)所示。

本实施例的实验结果如图6(c)-(f)所示，图中2Ucm波形是通过压U_AN和U_BN求和运算得到，如图可见基本趋于常量，所以本拓扑的抑制漏电流能力很好，满足设计原则。2倍Ucm波形在电网电压过零处的高频成分由低频管驱动信号死区引起。(d)、(e)、(f)分别给出了本拓扑在不同功率等级情况下输出电压U_O和电流I_O波形，从图中可以看出本拓扑不同功率等级下输出电压电流波形都是高质量的波形。

以上述依据本发明理想实施例为启示，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。

Claims (3)

1.一种新型H6单相非隔离并网逆变器，其特征在于：由六个开关管S1-S6、滤波模块以及调制电路模块组成；

其中，开关管S1的漏极和开关管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，开关管S1的源极和S2的源极相连并分别与开关管S5的漏极、开关管S6的漏极连接，开关管S5的源极和S6的源极相连并分别与开关管S3的漏极、开关管S4的漏极连接，开关管S3的源极和开关管S4的源极相连并连接至直流侧负端；

所述滤波模块主要包括两个电感L1和L2，所述电感L1一端连接开关管S5的源极，一端连接交流侧；所述电感L2一端连接开关管S4的漏极，一端连接交流侧；

所述调制电路模块为DSP控制器，开关管S1、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S2、S3的栅极接到由相位相差180°的正弦波和上述同一个三角波比较得出的驱动信号输出端；开关管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由开关管S2、S3驱动信号经过非运算得到的驱动信号输出端；开关管S6的栅极接到在交流侧正半周由开关管S1、S4驱动信号经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端。

2.如权利要求1所述的一种新型H6单相非隔离并网逆变器，其特征在于：所述开关管S1-S6采用N沟道增强型MOSFET。

3.如权利要求1所述的一种新型H6单相非隔离并网逆变器，其特征在于：所述开关管S1-S6的漏极和源极都连接一个续流二极管，所述开关管的源极接二极管的正极，所述开关管的漏极接二极管的负极。