CN105182072B

CN105182072B - 一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法与***

Info

Publication number: CN105182072B
Application number: CN201510650172.8A
Authority: CN
Inventors: 杨勇; 粟忠来; 魏中伟; 姜秀波; 杨伟杰; 成静红; 陈星宇; 赵建平; 郭秀钦; 李惠杰; 李俊豪; 周红艳
Original assignee: State Grid Corp of China SGCC; Xuji Group Co Ltd; XJ Electric Co Ltd
Current assignee: State Grid Corp of China SGCC; Xuji Group Co Ltd; XJ Electric Co Ltd
Priority date: 2015-10-09
Filing date: 2015-10-09
Publication date: 2018-06-01
Anticipated expiration: 2035-10-09
Also published as: CN105182072A

Abstract

本发明涉及一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法与***，本发明通过构造正变换虚拟滤波因子和反变换虚拟滤波因子；将输入的三相电流进行正变换以获得α、β坐标系电流；根据正变换虚拟滤波因子将正变换后获得的电流变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系；根据反变换虚拟滤波因子对变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系的电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β坐标系瞬时电流；最后再将获取的对应α、β坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时的三相n次谐波电流。本发明通过n次谐波虚拟角度的构建，获得对应次谐波虚拟滤波因子，整个过程无需电压信号参与锁相角度运算，克服了因锁相精度以及电压畸变造成的谐波检测精度降低的问题。

Description

一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法与***

技术领域

本发明涉及一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法与***，属于电力***谐波检测技术领域。

背景技术

电力***中谐波的存在会造成过电压和过电流现象、干扰通讯***、影响计量仪表精度、增加电力变压器损耗以及影响继电保护和自动装置正常工作问题。在输配电***中应用谐波补偿设备进行治理，主要有两类：无源电力滤波器与有源电力滤波器。无源电力滤波器采用电容和电抗组成指定次低通谐波回路，结构简单，成本低廉，运行可靠，因此得到了广泛的应用，但它也存在补偿效果差，易引起谐振，滤波次数单一等问题；而有源电力滤波器通过采集负载电流以及谐波检测算法，从而输出与负载幅值相同相位相反的谐波电流这样的原理可实现谐波补偿，其弥补了无源电力滤波器的缺点，同时具有补偿效果好，可补偿多种谐波，谐波实时跟踪补偿等优点，目前有源电力滤波器已经得到广泛应用。

有源电力滤波器谐波检测方法的性能将直接影响谐波补偿设备的工作性能。因此准确、实时地检测到谐波成分，是谐波补偿设备对谐波进行精确补偿的前提。目前谐波检测方法主要有两种：基于频域分析的快速傅立叶电流分解方法、基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法。

现有谐波检测方法存在的缺点为：基于频域分析的快速傅立叶电流分解方法，是建立在傅立叶分析的基础上，因此被补偿的波形必须是周期变化的，否则会产生误差。该方法缺点明显，如计算量大，进而实时性不够好，用于补偿谐波补偿率低；对于非整数次谐波的检测会出现栅栏效应和频谱泄漏等问题，使得检测得到的谐波有偏差。而基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法的基本原理是采用变换矩阵将各相电压和电流瞬时值变换到α、β坐标，将电压、电流矢量进行坐标变换获得基波电流，最后把输入电流与获得的基波电流做差值运算获得谐波电流，此种谐波检测方法，需要对电压进行锁相、运算量较大，特别是在三相电流不平衡时，计算量大大增加，造成检测延时较大，从而谐波补偿效果降低；同时检测精度受电压锁相精度以及电压电流传感器精度的影响，特别是电压发生畸变时，实时锁相精度将受较大影响；并且此方法不能对指定次谐波进行实时检测，只能通过提取基波电流，运用电流减去基波电流成分获得所有谐波电流的方法进行检测；特别地此方法不宜对谐波补偿设备输出电流做限幅处理，否则将改变波形形状，从而增加输出电流的直流分量。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法与***，以解决现有谐波检测过程中产生的电压畸变以及电压锁相精度低造成谐波检测精度低的问题。

本发明为解决上述技术问题提供了一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，该检测方法包括以下步骤：

1)根据基波频率、目标谐波次数、谐波运算时刻和反变换相位补偿角构造正变换虚拟滤波因子C_n和反变换虚拟滤波因子

2)将输入的三相电流进行正变换以获得α、β静止坐标系电流值，作为n次谐波检测提供静止坐标系电流值；

3)根据正变换虚拟滤波因子C_n将正变换后获得的i_α、i_β变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系；

4)根据反变换虚拟滤波因子对变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系的电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β静止坐标系瞬时电流；

5)将步骤4)中获取的对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时的三相n次谐波电流，从而实现对n次谐波的检测。

所述的检测方法还包括对步骤3)获取的电流进行幅值补偿的过程，以解决因运算量大造成的检测延时以及因电压、电流传感器精度造成的幅值偏差问题。

所述的检测方法还包括对步骤3)中虚拟滤波正变换后电流中的毛刺干扰信号进行滤除的过程。

所述步骤1)中正变换虚拟滤波因子C_n的构造过程如下：

A.根据基波频率f₁、目标的谐波次数n、n次谐波运算时刻t_n计算正变换虚拟角度θ_n，

θ_n＝2πnf₁t_n

其中t_n取值从0开始，在0到基波周期内按照计时步长Δt周期性取值，计时步长Δt则根据基波周期以及一个基波周期时间内谐波检测运算次数m计算获得，公式如下：t_n＝t_np+Δt＝t_np+1/(mf₁)；

B.对所计算得到的虚拟角度θ_n进行三角函数运算，获取对应n次谐波的正变换虚拟三角函数sinθ_n和cosθ_n，

sinθ_n＝sin(2πnf₁t_n)

cosθ_n＝cos(2πnf₁t_n)

其中sinθ_n为n次谐波的正变换虚拟正弦值，cosθ_n为n次谐波的正变换虚拟余弦值；

C.根据获取的虚拟三角函数sinθ_n和cosθ_n组建对应n次谐波检测所需的正变换虚拟滤波因子C_n，

反变换虚拟滤波因子构造过程如下：

a.根据正变换虚拟角度θ_n和反变换相位补偿角Δθ_n计算反变换虚拟角度R_n，

R_n＝θ_n+Δθ_n＝2πnf₁t_n+Δθ_n；

b.对所计算得到的反变换虚拟角度R_n进行三角函数运算，获取对应n次谐波的反变换虚拟三角函数sinR_n和cosR_n，

sinR_n＝sin(θ_n+Δθ_n)＝sin(2πnf₁t_n+Δθ_n)

cosR_n＝cos(θ_n+Δθ_n)＝cos(2πnf₁t_n+Δθ_n)

其中sinR_n为n次谐波的反变换虚拟正弦值，cosR_n为n次谐波的反变换虚拟余弦值；

c.根据获取的虚拟三角函数sinR_n和cosR_n组建对应n次谐波检测所需的反变换虚拟滤波因子

所述步骤2)中所采用的正变换包括正负相序正变换P与Clark正变换C₃₂两部分，其中正负相序正变换P用于根据输入的三相电流i_A、i_B、i_C得到具有正序n次谐波特征的三相电流i_a、i_b、i_c，Clark正变换C₃₂用于正负相序正变换P获得的具有正序n次谐波特征的三相电流旋转矢量转化到α、β静止坐标系。

当n次谐波为正序时，正负相序正变换P计算公式如下：

当n次谐波为负序时，正负相序正变换P计算公式如下：

i_a为正负相序正变换后A相电流瞬时值，单位安培；i_b为正负相序正变换后B相电流瞬时值，单位安培；i_c为正负相序正变换后C相电流瞬时值，单位安培；i_A为***输入A相电流瞬时值，单位安培；i_B为***输入B相电流瞬时值，单位安培；i_C为***输入C相电流瞬时值，单位安培。

所述的Clark正变换C₃₂的计算公式如下：

i_α为α、β坐标变换后α轴电流瞬时值，单位安培；i_β为α、β坐标变换后β轴电流瞬时值，单位安培。

所述步骤5)中采用的反变换包括正负相序反变换P^T与Clark反变换两部分，其中Clark反变换用于根据n次谐波虚拟滤波因子反变换后α、β轴瞬时电流i_nαf、i_nβf转化为具有正序特征的三相n次谐波电流i_na、i_nb、i_nc，正负相序反变换P^T用于根据Clark反变换后的三相n次谐波电流i_na、i_nb、i_nc转换得到三相n次谐波瞬时值i_nA、i_nB、i_nC。

所述的Clark反变换的计算公式如下：

i_na为具有正序特征的三相n次谐波A相电流瞬时值，单位安培；i_nb为具有正序特征的三相n次谐波B相电流瞬时值，单位安培；i_nc为具有正序特征的三相n次谐波C相电流瞬时值，单位安培；i_nαf为n次谐波虚拟滤波因子反变换后α轴电流瞬时值，单位安培；i_nβf为n次谐波虚拟滤波因子反变换后β轴电流瞬时值，单位安培。

当n次谐波为正序时，正负相序反变换P^T计算公式如下：

当n次谐波为负序时，正负相序反变换P^T计算公式如下：

i_nA为检测出n次谐波A相电流瞬时值，单位安培；i_nB为检测出n次谐波B相电流瞬时值，单位安培；i_nC为检测出n次谐波C相电流瞬时值，单位安培；i_na为具有正序特征的三相n次谐波A相电流瞬时值，单位安培；i_nb为具有正序特征的三相n次谐波B相电流瞬时值，单位安培；i_nc为具有正序特征的三相n次谐波C相电流瞬时值，单位安培。

当进行全谐波检测时，按n＝1执行步骤1)-5)，获取基波电流，并将输入的三相电流减去所获取的对应相基波电流即为三相全谐波瞬时值。

本发明还提供了一种基于虚拟滤波因子的谐波检测***，该检测***包括正变换虚拟滤波因子构造单元、具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子构造单元、正变换单元、虚拟滤波因子正变换单元、虚拟滤波因子反变换单元和反变换单元，所述正变换单元用于对输入的三相电流进行正变换以获得α、β静止坐标系电流值，作为n次谐波检测提供静止坐标系电流值；所述正变换虚拟滤波因子构造单元用于构造正变换虚拟滤波因子C_n；所述虚拟滤波因子正变换单元用于根据正变换虚拟滤波因子C_n将正变换后获得的α、β静止坐标系电流变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系；反变换虚拟滤波因子构造单元用于构造出反变换虚拟滤波因子所述虚拟滤波因子反变换单元用于对n次谐波虚拟np、nq轴坐标系下的电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β静止坐标系瞬时电流；所述反变换单元对获取的对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时的三相n次谐波电流，从而实现对谐波电流的检测。

该检测***还包括幅值补偿单元，该幅值补偿单元输入端与虚拟滤波因子正变换单元的输出端相连，用于对经虚拟滤波因子正变换单元变换后的电流信号进行幅值补偿和限幅处理。

本发明的有益效果是:本发明根据基波频率、目标谐波次数、谐波运算时刻和反变换相位补偿角构造正变换虚拟滤波因子C_n和反变换虚拟滤波因子根据所检测n次谐波所属的相序类型，将输入的三相电流进行正变换以获得α、β静止坐标系电流值i_α、i_β，作为n次谐波检测提供静止坐标系电流值；根据正变换虚拟滤波因子C_n将正变换后获得的i_α、i_β变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系；根据反变换虚拟滤波因子对变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系的电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β静止坐标系瞬时电流；将n次谐波电流对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时的三相n次谐波电流。

本发明通过n次谐波虚拟角度的构建，获得对应次谐波虚拟滤波因子，整个过程无需电压信号参与锁相角度运算，虚拟角度的获得仅与n次谐波的角频率与计算时刻有关，克服了之前技术因锁相精度以及电压畸变造成的谐波检测精度降低的问题，并且因无需电压信号，可适用于不易获得电压信号或无电压信号的场合，增强了检测方法的适用性，同时因无锁相环计算，仅根据n次谐波的角频率与计算时刻进行简单的乘积运算获得虚拟角度，运算简单，运算量减少，从而减少检测延时，提高***实时性能；可进行指定次谐波检测以及全谐波检测，解决了基于瞬时无功功率理论的谐波检测方法不能分次检测的问题；

通过引入具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子构造单元，可对因设备本身延时以及计算方法造成的延时进行补偿，解决了现有技术检测与控制延时问题，提高***控制的实时性能；引入幅值补偿单元，可对因传感器以及计算精度引起的幅值偏差进行补偿，解决了现有技术检测偏差问题；同时可实现指定次谐波限幅处理，有利于工程控制运用，解决了现有技术加入限幅处理后，会改变检测信号波形形状，引入新的直流分量，进而补偿设备输出直流分量等新的问题。

附图说明

图1是本发明所采用的谐波检测方法的运算原理图；

图2是本发明中n次谐波虚拟np、nq轴坐标关系图；

图3是本发明中指定次谐波检测方法的运算原理图；

图4是本发明中全谐波检测方法的运算原理图；

图5是本发明中谐波检测方法的流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的说明。

本发明的一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法的实施例

本发明通过虚拟角度的构造获得虚拟滤波因子，并利用虚拟滤波因子对电流进行滤波，无需对电压进行锁相运算，避免了电压畸变以及电压锁相精度低造成谐波检测精度降低的问题。该方法的流程如图5所示，具体包括以下步骤：

1.初始化运算参数，包括基波频率f₁、检测目标的谐波次数n、n次谐波运算时刻t_n(从t_n＝0时刻开始计时)、一个基波周期时间内运算次数m、计时步长Δt、滑动均值滤波器中所用队列长度N初始化、队列中数据清零以及已存队列单元个数清零。

2.根据基波频率、目标谐波次数、谐波运算时刻和反变换相位补偿角构造正变换虚拟滤波因子C_n和反变换虚拟滤波因子

正变换虚拟滤波因子C_n的构造过程如下：

θ_n＝2πnf₁t_n

sinθ_n＝sin(2πnf₁t_n)

cosθ_n＝cos(2πnf₁t_n)

反变换虚拟滤波因子构造过程如下：

R_n＝θ_n+Δθ_n＝2πnf₁t_n+Δθ_n；

其中反变换相位补偿角Δθ_n确定方法为：当被检测的三相n次谐波电流与通过本发明谐波检测方法检出的三相n次谐波电流相位进行比较，两者相位一致时，输入的反变换相位补偿角Δθ_n为合适的补偿角。执行这样的比较过程获得反变换相位补偿角Δθ_n有两种方法：一种通过参数设置的方式，直接外部手动给定相位补偿角Δθ_n，另一种可通过增加自动修正反变换相位补偿角Δθ_n单元，此单元每次计算完成后获得的瞬时谐波电流与被检测谐波电流进行闭环比较获得下次谐波检测时新的相位补偿角Δθ_n，此种自动修正方法较为复杂，本发明实例中采用参数设置的方式，直接外部手动给定相位补偿角Δθ_n。

sinR_n＝sin(θ_n+Δθ_n)＝sin(2πnf₁t_n+Δθ_n)

cosR_n＝cos(θ_n+Δθ_n)＝cos(2πnf₁t_n+Δθ_n)

其中sinR_n为n次谐波的反变换虚拟正弦值，cosR_n为n次谐波的反变换虚拟余弦值。

3.采集输入的三相电流模拟信号i_A、i_B、i_C，根据所检测n次谐波所属的相序类型，将采集到的三相电流进行正变换以获得α、β静止坐标系电流值，作为n次谐波检测提供静止坐标系电流值。

本实施例中的正变换包括正负相序正变换P与Clark正变换C₃₂两部分，其中正负相序正变换P用于根据输入的三相电流i_A、i_B、i_C得到具有正序n次谐波特征的三相电流i_a、i_b、i_c，Clark正变换C₃₂用于正负相序正变换P获得的具有正序n次谐波特征的三相电流旋转矢量转化到α、β静止坐标系。

所述当n次谐波为正序时，正负相序正变换P计算公式如下：

当n次谐波为负序时，正负相序正变换P计算公式如下：

将正负相序正变换P获得的具有正序n次谐波特征的三相电流旋转矢量转化到α、β静止坐标系，其公式如下：

其中，

4.根据正变换虚拟滤波因子C_n将正变换后获得的i_α、i_β变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系。np、nq轴坐标系为旋转坐标系，如图2所示，np、nq轴相互垂直，旋转角速度为基波角速度ω₁的n倍(即2πnf₁)，n次谐波虚拟np轴与α、β坐标系的α轴相位角为虚拟角度θ_n。

i_np为n次谐波虚拟滤波因子正变换后虚拟np轴电流瞬时值，单位安培；i_nq为n次谐波虚拟滤波因子正变换后虚拟nq轴电流瞬时值，单位安培。

5.滤除虚拟正变换后i_np、i_nq电流中的毛刺干扰信号，获得滤波结果分别为

本实施例中该步骤采用滑动均值滤波器实现，滑动均值滤波器队列长度为N，按照每次采样到一个新数据放入队尾，并扔掉原来队首的一次数据(先进先出原则)，把队列中的N个数据进行算术平均运算，从而实现对虚拟正变换后的电流i_np、i_nq进行滤波处理，N的取值与基波周期时间内运算次数m有关，其中运算次数m为偶数，公式如下：

N＝m/2

其中，N为滑动均值滤波器队列长度；M为基波周期时间内运算次数，单位次。

6.对滤波后的电流进行幅值补偿，该过程包括幅值补偿与限幅处理两部分，根据滤波器输出的实时计算所检测n次谐波幅值，并进行幅值补偿和限幅处理，处理后输出i′_np、i′_nq。该步骤目的解决因运算量大造成的检测延时以及因电压、电流传感器精度等造成的幅相偏差问题，以及实现指定次谐波检测以及输出限幅处理，解决原有检测算法不能实现指定次谐波检测以及各次谐波输出限幅处理的问题。

n次谐波实时幅值计算公式如下：

I_n为n次谐波检出幅值，单位安培；为n次谐波虚拟np轴电流滤波后瞬时值，单位安培；为n次谐波虚拟nq轴电流滤波后瞬时值，单位安培。

n次谐波幅值补偿计算公式如下：

I_nb＝K_nI_nb

其中，I_nb为n次谐波幅值补偿后幅值，单位安培；K_n为n次谐波检出幅值补偿系数。

限幅处理方法如下：

当检出谐波幅值I_nb≤限幅值I_nl时，不需限幅处理，计算公式如下：

当检出谐波幅值I_nb＞限幅值I_nl时，进行限幅处理，计算公式如下：

其中，i′_np为n次谐波虚拟np轴限幅电流瞬时值，单位安培；i′_nq为n次谐波虚拟nq轴限幅电流瞬时值，单位安培；为n次谐波虚拟np轴电流滤波后瞬时值，单位安培；为n次谐波虚拟nq轴电流滤波后瞬时值，单位安培；I_nb为n次谐波幅值补偿后幅值，单位安培；I_nl为n次谐波限幅值，单位安培；I_n为n次谐波检出幅值，单位安培。

当不需要幅值限幅处理时按照检出谐波幅值I_nb≤限幅值I_nl时的计算方法进行计算。

7.根据反变换虚拟滤波因子对幅值补偿后电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β静止坐标系瞬时电流。

n次谐波α、β轴电流瞬时值由具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子和幅值补偿后获得的i′_np、i′_nq按照如下公式进行变换得到：

其中，i_nαf为n次谐波虚拟滤波因子反变换后α轴电流瞬时值，单位安培；i_nβf为n次谐波虚拟滤波因子反变换后β轴电流瞬时值，单位安培；i′_np为n次谐波幅值补偿及限幅后np轴电流瞬时值，单位安培；i′_nq为n次谐波幅值补偿及限幅后nq轴电流瞬时值，单位安培；为n次谐波的反变换虚拟滤波因子。

8.将获取的对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时三相n次谐波电流。

本实施例中的反变换与正变换相对应，包括正负相序反变换P^T与Clark反变换两部分，其中Clark反变换用于将n次谐波虚拟滤波因子反变换后α、β轴瞬时电流转化为具有正序特征的三相n次谐波电流，根据n次谐波正负相序特征，进行正负相序反变换P^T，获得三相n次谐波瞬时值。

Clark反变换反变换的所采用的公式如下：

其中，

根据n次谐波正负相序特征，进行正负相序反变换P^T，获得三相n次谐波瞬时值i_nA、i_nB、i_nC，可将获得的三相n次谐波瞬时值i_nA、i_nB、i_nC作为补偿信号，控制设备进行谐波补偿。

当n次谐波为正序时，正负相序反变换P^T计算公式如下：

其中，

当n次谐波为负序时，正负相序反变换P^T计算公式如下：

其中，

9.当进行全谐波检测时，执行以上步骤时按n＝1计算，可获得基波电流i_1A、i_1B、i_1C，获得三相全谐波瞬时值，分别为i_HA、i_HB、i_HC；当对谐波进行分次检测时可跳过该步骤进入下一步骤运算。

i_HA＝i_A-i_1A

i_HB＝i_B-i_1B

i_HC＝i_C-i_1C

其中，i_HA为检测出A相全谐波电流瞬时值，单位安培；i_HB为检测出B相全谐波电流瞬时值，单位安培；i_HC为检测出C相全谐波电流瞬时值，单位安培；i_A为***输入A相电流瞬时值，单位安培；i_B为***输入B相电流瞬时值，单位安培；i_C为***输入C相电流瞬时值，单位安培；i_1A为n＝1时检测出A相基波电流瞬时值，单位安培；i_1B为n＝1时检测出B相基波电流瞬时值，单位安培；i_1C为n＝1时检测出C相基波电流瞬时值，单位安培。

10.完成以上步骤，等待下一个运算时刻到来后，返回步骤2，进入下一次运算循环，循环计算步骤2-9相关内容，可获得每个运算时刻谐波指令信号。

通过以上步骤，本发明实现一种基于虚拟滤波因子与幅相补偿的谐波检测方法，该方法可用于电力谐波补偿的检测方法，通过引入与电压锁相角无关的虚拟角度、n次谐波特有的虚拟滤波因子以及幅相补偿单元，可避免电压畸变以及电压锁相精度低造成谐波检测精度降低的问题；可解决因运算量大造成的检测延时以及因电压、电流传感器精度等造成的幅相偏差问题，并且可实现指定次谐波检测以及限幅处理，解决原有检测算法不能实现指定次谐波补偿以及各次谐波输出限幅处理的问题。

本发明的一种基于虚拟滤波因子的谐波检测***的实施例

本实施例中的基于虚拟滤波因子的谐波检测***至少包括正变换虚拟滤波因子构造单元、具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子构造单元、正变换单元、虚拟滤波因子正变换单元、虚拟滤波因子反变换单元和反变换单元，首先利用正变换单元对输入的三相电流进行正变换以获得α、β静止坐标系电流值，作为n次谐波检测提供静止坐标系电流值；然后利用正变换虚拟滤波因子构造单元构造正变换虚拟滤波因子C_n，并根据正变换虚拟滤波因子C_n将正变换后获得的i_α、i_β变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系；利用反变换虚拟滤波因子构造单元构造出具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子对n次谐波虚拟np、nq轴坐标系下的电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β静止坐标系瞬时电流；反变换单元对获取的对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成具有正序特征的三相n次谐波电流，从而实现对谐波电流的检测。

为了解决因运算量大造成的检测延时以及因电压、电流传感器精度等造成的幅相偏差问题，以及实现指定次谐波检测以及输出限幅处理，解决原有检测算法不能实现指定次谐波检测以及各次谐波输出限幅处理的问题。本发明在上述实例中除了使用具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子构造单元进行相位补偿处理外，还在上述谐波检测***增加有幅值补偿单元，该幅值补偿单元用于对经虚拟滤波因子正变换单元变换后的电流信号进行幅值补偿和限幅处理。同时为了滤除虚拟滤波正变换后电流中的毛刺干扰信号，本发明还增加有滤波器，该滤波器的输入端接入虚拟滤波因子正变换单元输出端，滤波器的输出端与幅值补偿单元的输入端连接，如图1所示。本实施例中的正变换单元包括正负相序变换P和Clark正变换，反变换单元包括正负相序反变换和Clark反变换，滤波器采用滑动均值滤波器，如图3所示。当需要进行全谐波检测时，本发明通过增设一个全谐波计算单元来实现全谐波的检测，如图4所示。该***具体的工作过程及原理已在方法的实施例中进行了详细介绍，这里不再赘述。

Claims

1.一种基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，该检测方法包括以下步骤：

5)将步骤4)中获取的对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时的三相n次谐波电流，从而实现对n次谐波的检测；

所述步骤1)中正变换虚拟滤波因子C_n的构造过程如下：

θ_n＝2πnf₁t_n

其中t_n取值从0开始，在0到基波周期内按照计时步长Δt周期性取值，计时步长Δt则根据基波周期以及一个基波周期时间内谐波检测运算次数m计算获得，公式如下：t_n＝t_np+Δt＝t_np+1/(mf₁)，t_np为n次谐波上一个运算时刻；

sinθ_n＝sin(2πnf₁t_n)

cosθ_n＝cos(2πnf₁t_n)

反变换虚拟滤波因子构造过程如下：

R_n＝θ_n+Δθ_n＝2πnf₁t_n+Δθ_n；

sinR_n＝sin(θ_n+Δθ_n)＝sin(2πnf₁t_n+Δθ_n)

cosR_n＝cos(θ_n+Δθ_n)＝cos(2πnf₁t_n+Δθ_n)

2.根据权利要求1所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，所述的检测方法还包括对步骤3)获取的电流进行幅相补偿的过程，以解决因运算量大造成的检测延时以及因电压、电流传感器精度造成的幅值偏差问题。

3.根据权利要求2所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，所述的检测方法还包括对步骤3)中虚拟滤波正变换后电流中的毛刺干扰信号进行滤除的过程。

4.根据权利要求1所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，所述步骤2)中所采用的正变换包括正负相序正变换P与Clark正变换C₃₂两部分，其中正负相序正变换P用于根据输入的三相电流i_A、i_B、i_C得到具有正序n次谐波特征的三相电流i_a、i_b、i_c，Clark正变换C₃₂用于正负相序正变换P获得的具有正序n次谐波特征的三相电流旋转矢量转化到α、β静止坐标系。

5.根据权利要求4所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，当n次谐波为正序时，正负相序正变换P计算公式如下：

当n次谐波为负序时，正负相序正变换P计算公式如下：

6.根据权利要求5所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，所述的Clark正变换C₃₂的计算公式如下：

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7.根据权利要求6所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测方法，其特征在于，当进行全谐波检测时，按n＝1执行步骤1)-5)，获取基波电流，并将输入的三相电流减去所获取的对应相基波电流即为三相全谐波瞬时值。

8.一种基于虚拟滤波因子的谐波检测***，其特征在于，该检测***包括正变换虚拟滤波因子构造单元、具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子构造单元、正变换单元、虚拟滤波因子正变换单元、虚拟滤波因子反变换单元和反变换单元，所述正变换单元用于对输入的三相电流进行正变换以获得α、β静止坐标系电流值，作为n次谐波检测提供静止坐标系电流值；所述正变换虚拟滤波因子构造单元用于构造正变换虚拟滤波因子C_n；所述虚拟滤波因子正变换单元用于根据正变换虚拟滤波因子C_n将正变换后获得的α、β静止坐标系电流变换到n次谐波虚拟np、nq轴坐标系；反变换虚拟滤波因子构造单元用于构造出具有相位补偿的反变换虚拟滤波因子所述虚拟滤波因子反变换单元用于对n次谐波虚拟np、nq轴坐标系下的电流信号进行虚拟滤波因子反变换，获取对应α、β静止坐标系瞬时电流；所述反变换单元对获取的对应α、β静止坐标系瞬时电流进行反变换，使之转换成瞬时的三相n次谐波电流，从而实现对谐波电流的检测；

其中，正变换虚拟滤波因子C_n的构造过程如下：

θ_n＝2πnf₁t_n

sinθ_n＝sin(2πnf₁t_n)

cosθ_n＝cos(2πnf₁t_n)

反变换虚拟滤波因子构造过程如下：

R_n＝θ_n+Δθ_n＝2πnf₁t_n+Δθ_n；

sinR_n＝sin(θ_n+Δθ_n)＝sin(2πnf₁t_n+Δθ_n)

cosR_n＝cos(θ_n+Δθ_n)＝cos(2πnf₁t_n+Δθ_n)

9.根据权利要求8所述的基于虚拟滤波因子的谐波检测***，其特征在于，该检测***还包括幅值补偿单元，该幅值补偿单元输入端与虚拟滤波因子正变换单元的输出端相连，用于对经虚拟滤波因子正变换单元变换后的电流信号进行幅值补偿和限幅处理。