CN105164887B - 提高非自调谐无线电能传输***的效率 - Google Patents

Abstract

用于无线电能传输的初级谐振网络具有能够被供电以产生磁场的初级线圈；和无功元件，选择该无功元件用于限制向初级谐振网络供电的电源的无功负载。无功元件的选择依赖于初级谐振网络的电感或电容的给定变化以及次级谐振网络的电感或电容的给定变化，其中初级谐振网络与次级调谐网络耦合。

Description

提高非自调谐无线电能传输***的效率

本发明涉及无线电能传输***，该***也被称作感应电能传输(IPT)***。

发明背景

感应电能传输(IPT)***是熟知的。图1一般地显示了一种该***的示例。现有技术中也对该***进行了全面描述，例如包括专利号为5293308的美国专利。

最近IPT***已经用于电动汽车电池充电应用。IPT用于电动汽车电池充电的一个显著优点是它能够容忍初级磁结构与次级(本文档也将其称作拾取)装置的磁结构之间的偏差。如图1所示，IPT充电器通常包括开关电源，例如谐振转换器，其电力由公用电网提供，并反过来为初级感应器提供交流电，初级感应器可包括导轨或诸如衬垫形式的磁结构。由初级衬垫提供的变化的磁场被一个或多个次级磁结构所截断，这些次级磁结构通常包括另外的衬垫或线圈，由图1中的电感L2表示。接收到的电能由拾取装置中的谐振网络和功率控制器调整，然后提供给被充电的电力负载，如电池。

拾取装置(L2)上的亚铁磁性材料和线圈相对于初级衬垫(L1)的物理运动或位移必定会引起衬垫之间磁耦合的变化，还会导致衬垫自感的变化。另外，IPT***中调谐的变化会因为其它因素而变化，例如元件容差和随时间的变化(例如调谐电容器老化)，磁结构中铁氧体的破损等等。因此，在没有采用自调谐电路的情况下，不可能在指定的电能传输区域中给定的活动范围内将初级和次级充电衬垫始终准确地调谐。在固定频率初级侧电流控制***中，这会在供电电源中产生额外的无功负载。只要导轨电流可以被调节在理想的大小，该负载不会影响拾取器的电能传输能力。但是，失谐的谐振网络会在***中产生额外的无功负载，该负载通常会导致***的损耗，包括供电电源和额外的开关传导损耗、以及磁耦合装置中的损耗。因此，构建的***如果能够最小化失谐导致的无功负载将很有优势。

目标

本发明的目标是提供IPT***和IPT***的装置和方法以及装置设计，其至少一定程度上克服已有技术的一个或多个缺点、或至少提供有用的备选方案。

发明概述

因此，在某一方面，本发明宽泛地包括了无线电能传输初级网络和/或次级网络，其中一个或多个元件的选择依赖于初级和/或次级谐振网络的调谐变化、和/或初级网络和次级网络之间的耦合变化。

在一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化初级电源的无功负载。

在另一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化初级电源的位移功率因子。

在另一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化次级和初级网络中的电流。优选地初级电源的负载在标称的负载范围内是电感性的。

在另一方面，本发明宽泛地提供无线电能传输初级谐振网络，其包括：

初级线圈，其通电后以提供磁场；

至少一个无功调谐元件，选择该元件用于限制为初级谐振网络供电的电源的无功负载，无功调谐元件的选择依赖于初级谐振网络的电感或电容的给定变化以及次级谐振网络的电感和电容的给定变化，其中次级谐振网络与初级谐振网络耦合。

无功调谐元件的选择可依赖于初级和次级谐振网络间耦合的给定变化。

可选择无功调谐元件用于限制电源的无功负载。

可选择无功调谐元件用于限制功率因子。

在一个实施例中，调谐元件包含初级线圈。

电感或电容的给定变化可由次级谐振网络的拾取线圈相对于初级线圈的相对移动或位移引起。

耦合的给定变化可由次级谐振网络的拾取线圈相对于初级线圈的相对移动或位移引起。

在另一方面，本发明宽泛地提供无线电能传输次级谐振网络，其包括：

拾取线圈，其能够从初级谐振网络产生的变化磁场中接收能量；

至少一个无功调谐元件，选择该元件用于限制为初级谐振网络供电的电源的无功负载，该无功调谐元件的选择依赖于次级谐振网络的电感或电容的给定变化以及初级谐振网络的电感和电容的给定变化，其中初级谐振网络与次级谐振网络耦合。

无功调谐元件的选择可依赖于初级和次级谐振网络之间的耦合的给定变化。

可选择无功调谐元件用于限制电源上无功负载的变化。

可选择无功调谐元件用于限制功率因子。

调谐元件可包含拾取线圈。

在一个实施例中，电感和电容的给定变化由拾取线圈相对于初级谐振网络的初级线圈的相对移动造成。

在一个实施例中，耦合的给定变化是由拾取线圈相对于初级谐振网络的初级线圈的相对移动或位移造成。

在另一方面，本发明宽泛地提供用于无线电能传输的装置，其包括：

初级谐振网络，

次级谐振网络，其与初级谐振网络耦合，

其中该无线电能传输***具有***工作频率，并且初级谐振网络和次级谐振网络的一个或两个具有与***工作频率不同的固有谐振工作频率；并且其中初级谐振网络的固有谐振工作频率的选择依赖于初级谐振网络的电感或电容的给定变化以及次级谐振网络的电感或电容的给定变化。

在一个实施例中，初级谐振网络的固有谐振工作频率的选择依赖于初级和次级谐振网络间耦合的给定变化。

在一个实施例中，选择初级谐振网络的固有谐振工作频率用于限制初级谐振网络工作频率的变化。

在另一个方面，本发明广义地包含用于设计无线电能传输初级网络和/或供电电源和/或拾取器的方法，其包括根据初级和/或次级谐振网络的调谐变化以及初级网络和次级网络之间的耦合变化选择一个或多个元件。

在一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化电源的无功负载。

在另一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化初级电源的位移功率因子。

在另一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化初级网络中的电流。优选地初级电源的负载在标称的负载范围内是电感性的。

在另一个实施例中，选择一个或多个元件用于最小化次级网络中的电流。优选地，初级电源逆变器的负载在标称的负载范围内是电感性的。

在另一方面，本发明宽泛地提供了一种无线电能传输初级谐振网络，其中选择该网络的标称电感，使得在初级网络的磁结构和拾取设备的磁结构之间相对运动的限定范围内最小化网络的总无功负载的变化。

在一个实施例中，选择标称电感使得网络的输入阻抗不是电容性的。

在一个实施例中，选择标称电感使得网络的输入阻抗是电感性的。优选地保持输入阻抗对***工作参数是电感性的。

在另一个方面，本发明宽泛地提供一种无线电能传输拾取器，其中选择该拾取器的标称电感，使得在初级网络的磁结构和拾取设备的磁结构之间相对运动的限定范围内，最小化使用中拾取器从其接收电能的初级谐振网络的总的无功负载的变化。

在另一个方面，本发明提供了用于无线电能传输的装置，其中选择初级谐振网络的标称电感和拾取器的标称电感，使得在初级网络的磁结构和拾取器的磁结构之间相对运动的限定范围内，最小化使用中拾取器从其接收电能的初级谐振网络的总的无功负载的变化。

在另一个方面，本发明提供了一种设计无线电能初级谐振网络的方法，其包括选择网络的标称电感，使得在初级网络的磁结构和拾取设备的磁结构之间相对运动的限定范围内将该网络的总无功负载的变化最小化。

在另一个方面，本发明提供了一种设计无线电能传输拾取器的方法，包括选择拾取器的标称电感，使得在初级网络的磁结构和拾取设备的磁结构之间相对运动的限定范围内，将使用中拾取器从其接收电能的初级谐振网络的总的无功负载的变化最小。

在另一个方面，本发明提供了一种设计无线电能传输装置的方法，包括步骤：选择初级谐振网络的标称电感和拾取器的标称电感，使得在初级网络的磁结构和拾取器的磁结构之间相对运动的限定范围内，最小化使用者拾取器从其接收电能的初级谐振网络的总的无功负载的变化。

耦合变化可以是无功负载的变化，无功负载表现为电感性或电容性。

失谐或调谐变化可以是无功负载的失谐或变化，其中无功负载表现为电感性或电容性。

以下一个或多个因素可导致耦合变化：

一个或多个拾取设备相对于导轨或集总初级结构的物理位置的改变；

使用不同的拾取磁结构；

元件或磁性的改变，例如损坏的铁素体。

以下一个或多个因素可导致失谐或调谐的变化：

元件容差；

生产容差；

元件退化或其它变化。

在进一步的方面，本发明宽泛地包括任意新颖的特征、或方法步骤、或本文揭示的特征或方法步骤的任何新颖组合。

应该在其所有新颖的方面考虑的本发明进一步的方面将通过以下的描述变得显而易见。

附图说明

一个或多个实施例将参照附图在后文进一步描述，其中：

图1是一个已知IPT***的示意图；

图2是普通无线电池充电***的基本结构的电路图，通过举例提及该***以便参考下面进一步的附图说明本发明。

图3a是用于串联调谐和LCL调谐拾取器的全桥二级管整流器的等效AC电阻负载，该全桥二级管整流器具有电容输出滤波器。

图3b是用于并联调谐拾取器的全桥二级管整流器的等效AC电阻负载，该全桥二级管整流器具有电感输出滤波器。

图4是失谐的串联调谐拾取器的概念图。在该图中，L₂₀和ΔL₂都与L₁耦合。

图5是失谐的并联调谐拾取器的概念图。

图6是初级LCL网络负载模型的概念图。

图7是显示对于不同Q₂₀值随拾取调谐网络变化的导轨电流变化的图。

图8a至图8c是显示用于根据本发明的IPT***或IPT***元件的各种设计过程的流程图。

图9是显示了在拾取输出端具有等效AC电阻负载的1.2千瓦电池充电***的结构的图。

图10是各个位置的概念图，在位置A最大耦合，在位置B最小耦合，其为耦合的初级

图11a至图11f显示了700毫米环形充电衬垫在z轴方向为100毫米和150毫米、x方向变化的测量。

图11a和11b显示了当(a)z＝100毫米和(b)z＝150毫米、x(毫米)变化时，双线衬垫在与其磁耦合的衬垫开路和短路情况下测量到的电感值。

图11c和d显示了当(c)z＝100毫米和(d)z＝150毫米、x(毫米)变化时，单线衬垫在与其磁耦合的衬垫开路情况下测量到的电感值。

图11e和f显示了当(e)z＝100毫米和(f)z＝150毫米、x(毫米)变化时，测量到的双线缠绕衬垫和单线缠绕衬垫之间的互感值。

图12显示了初级LCL网络在z＝100毫米和z＝150毫米、x变化情况下的分析结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和串联调谐拾取器，串联调谐拾取器分别在位置AA、BB以及新调谐设计进行调谐。

图12a显示当(A)z＝100毫米、(B)z＝150毫米时，拾取反射等效电感L_R相对于x(毫米)改变的变化情况。

图12c和12d显示当(c)z＝150毫米、(d)z＝150毫米时，等效初级电感L_1eqv相对于x(毫米)改变的变化情况。

图12e和f显示当(e)z＝100毫米、(f)z＝150毫米时，LCL输入电抗与电阻的比值相对于x(毫米)改变的变化情况。

图12g和h显示当(g)z＝100毫米、(h)z＝150毫米时，初级LCL网络输入位移功率因子相对于x(毫米)改变的变化情况。

图13显示初级LCL网络在z为100毫米和150毫米、x变化情况下的分析结果和SPICE模拟结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和使用新调谐值进行调谐的串联调谐拾取器。

图13a和13b显示当(a)z＝100毫米、(b)z＝150毫米时，拾取器反射等效电感L_R相对于x(毫米)改变的变化情况。

图13c和d显示当(c)z＝100毫米、(d)z＝150毫米时，LCL输入电抗与电阻的比值相对于x(毫米)改变的变化情况。

图13e和f显示当(e)z＝100毫米、(f)z＝150毫米时，初级LCL网络输入位移功率因子相对于x(毫米)改变的变化情况。

图14显示初级LCL网络在z为100毫米和150毫米、x变化情况下的分析结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和在位置AA和BB、并使用新调谐值调谐的并联调谐拾取器。

图14a和b显示当(a)z＝100毫米、(b)z＝150毫米时，拾取器反射等效电感L_R相对于x(毫米)改变的变化情况。

图14c和d显示当(c)z＝100毫米、(d)z＝150毫米时，等效初级电感L₁相对于x(毫米)改变的变化情况。

图14e和f显示当(e)z＝100毫米、(f)z＝150毫米时，LCL输入电抗与电阻的比值相对于x(毫米)改变的变化情况。

图14g和h显示当(g)z＝100毫米、(h)z＝150毫米时，初级LCL网络输入位移功率因子相对于x(毫米)改变的变化情况。

图15显示初级LCL网络在z为100毫米和150毫米、x变化情况下的分析结果和SPICE模拟结果，其中初级LCL网络具有700毫米环形衬垫和使用新拾取调谐值进行调谐的并联调谐拾取器。

图15a和b显示当(a)z＝100毫米、(b)z＝150毫米时，拾取器反射等效电感L_R相对于x(毫米)改变的变化情况。

图15c和d显示当(c)z＝100毫米、(d)z＝150毫米时，LCL输入电抗与电阻的比值相对于x(毫米)改变的变化情况。

图15e和f显示当(e)z＝100毫米、(f)z＝150毫米时，初级LCL网络输入位移功率因子相对于x(毫米)改变的变化情况。

图16显示使用700毫米环形衬垫、采用成熟调谐技术的串联调谐和并联调谐的初级逆变桥电压V_B1和电流I_B1的基波分量在z为100毫米和150毫米、相对于x(毫米)改变的SPICE模拟结果。

图16a和b显示当(a)z＝100毫米、(b)z＝150毫米时，逆变桥电压的基波分量相对于x(毫米)改变的变化情况。

图16c和d显示当(c)z＝100毫米、(d)z＝150毫米时，逆变桥电流的基波分量相对于x(毫米)改变的变化情况。

图17是显示了在耦合区域运动约束的概念图，该概念图可以应用于其他形状的磁结构。

图18至26通常显示工作频率为20khz的***中初级和次级耦合谐振网络的频率变化，其针对次级衬垫在图10所示的限定功率传输区域中从最大耦合(a)的耦合位置移动至最小耦合(b)时的不同调谐配置。

图18与***在AA位置调谐的串联调谐拾取器有关。

图19与***在BB位置调谐的串联调谐LC拾取器有关。

图20与***在AB位置调谐的串联LC调谐拾取器有关，拾取使用B位置电感调谐，而初级使用A位置电感调谐。

图21与根据新设计进行调谐的***中的串联调谐LC拾取器有关。

图22与***在位置AA调谐的并联调度LC拾取器有关。

图23与***在位置BB调谐的并联调谐LC拾取器有关。

图24与根据新设计进行调谐的***中的并联调谐LC拾取器有关。

图25显示了使用本文档描述的设计单独地最小化VA₁和VA₂的示例。

图26显示了根据本发明通过调整VA₂的变化帮助最小化VA₁变化的示例。

具体实施方式

如在发明背景一节中所述，在实际操作过程中，初级谐振***和次级谐振***(或拾取器)中的谐振网络会有各种变化，这意味着初级和次级谐振网络会失谐。通常情况下，无线电能传输***有一个工作频率，用ω_o表示。这个工作频率通常就是初级侧电源为初级谐振网络供电的频率。然而，当发生失谐时，工作条件下初级和次级谐振网络的谐振频率也会发生变化。在本申请中，初级侧的固有谐振频率用ω₁表示，次级谐振网络的固有谐振频率用ω₂表示。如前所述，很多因素都会导致失谐，例如元件老化等原因会导致无功分量值随时间的推移而发生改变；无功元件的生产容差，其中无功元件的一个示例是产生或接收磁场、用于电能传输的磁结构；生产容差和调谐电容；因为磁结构相对位置变化引起的磁结构的自感。这些变化与连接至次级输出的负载变化完全不同，次级输出的负载是IPT***提供电能的负载。

传统地，在无线电能传输***的设计中，尤其是具有“集总”初级和次级线圈(即在初级侧使用独特的线圈，而在次级侧使用未必相同的相应独特的线圈)的设计中，标准的设计方法是仅仅在一个已知的、固定的相互相对位移对初级和次级谐振电路进行调谐。通常已知的相对位置要么是在一个限定的工作空间中最接近、最中心的位置，要么是在限定的工作空间中最远的位置。因此，参照图10，当次级衬垫12位于相对于初级衬垫10的位置A时，该位置对应着一个定义的工作空间中最接近初级衬垫10的位置，其中该工作空间从初级衬垫的中心向外延伸100毫米、并沿垂直方向在初级衬垫上方延伸150毫米。当次级衬垫12在图10所示的位置时，B点是初级和次级衬垫在该工作空间内最远的相对位置。在本文档中，对IPT***或无线电能传输***的引用中，衬垫指线圈或者完整的磁结构，其中磁结构包括线圈，该线圈是用于感应传输电能的初级和/或次级谐振网络的一部分。

本文描述的设计方法可以应用于使用导轨和多个拾取器的无线或IPT***，以及集总***。该设计方法同样可应用于不同类型的拾取器，例如“DDQ”和“双极(Bipolar)”拾取结构，例如在国际专利公开WO2011/016737和WO2010/090539中披露的那些，其内容整体作为参考并入本申请。另外，本领域的技术人员会体会到该方法可以应用于双向***。

耦合的变化可以是无功负载的变化，无功负载表现是电感性的或电容性的。失谐或耦合的变化可以是失谐或无功负载的变化，其表现是电感性的或电容性的。

例如，以下一个或多个因素可导致耦合的变化：

一个或多个拾取器相对于导轨或集总初级结构的物理位置的改变；

使用不同的拾取器磁结构，例如环形拾取器、DDQ拾取器和双极拾取器。

以下一个或多个因素可导致失谐或调谐变化：

元件容差；

生产容差；

元件老化，例如随时间推移导致的调谐电容的老化，或其它改变。

元件或磁性材料的变化，如损坏的铁氧体。

这种最初的设计没有详细阐述最小化拾取线圈中无功功率的方法。该设计强调最小化逆变桥中的无功负载。它同样没有讨论最小化I1。这些方面会在本申请的其它部分进一步讨论。

集总线圈电池充电***的基本结构

最常见的工业IPT的电能供应布局是配备串并联LCL谐振网络的全桥电压型逆变器。如果只考虑基本频率，配有一个耦合拾取器的电能供应布局的概念示意图如图2所示，其中逆变器桥输出用基本电压分量V_{B_1}表示。在某些情况下，与导轨感应器L₁串联的电容C_L1被用来补偿L₁，使其全部电抗为X，其中X是初级LCL网络设计的特性阻抗。在初级侧电流控制***中，拾取器需要最少的控制，因此它只包括桥式整流器和直流滤波器。导轨电流直接被输入逆变器桥电压的基本分量V_{B_1}控制，如表达式(1)所示。

最常见的三种拾取调谐拓扑分别是串联调谐、并联调谐和LCL调谐拓扑。在只考虑基本频率的情况下，拾取器可以建模为图3所示的使用等效AC电阻负载代表直流负载的LCR电路。串联调谐或LCL调谐拾取器的等效交流电阻负载如表达式(2)所示：

并联调谐拾取器的等效交流电阻负载如表达式(3)所示：

虽然名义上串联和并联调谐网络的非线性特性会使整流器引入使谐振网络失谐的电抗，但该电抗通常作为拾取器调谐电容的一部分。因此在此处不明确地讨论。

由于直流输出用其等效的交流负载表示，因此在理想情况下这三种拾取器调谐拓扑的反射阻抗可以直接应用于此并且如下述表达式所示：

X₂是串-并联LCL调谐拾取器的特性阻抗。

方程式(4)说明串联调谐拾取器和LCL调谐拾取器的反射阻抗具有相同的特性。反射负载是纯电阻性，当拾取器线圈在原位调谐时，反射负载与拾取器负载Q₂成正比。由于这两种拓扑具有相同的特性，在本申请中，对磁耦合变化只考虑并联调谐拾取器和串联调谐拾取器。

失谐的初级和次级谐振网络的负载建模

为了研究失谐的初级和次级谐振网络组合导致的初级供电电源的无功负载，考虑失谐的串联调谐拾取器和失谐的并联调谐拾取器的反射阻抗。一个模型被建立，该模型结合测量的导轨调谐的变化，允许计算电源逆变桥的无功负载。在本小节中，首先给出失谐拾取器的负载模型，然后是失谐的初级谐振网络的模型。

失谐拾取器的反射阻抗

a)串联调谐

图4显示了失谐的串联调谐拾取器的概念图。项L₂₀和C₂₀分别是拾取器电感和调谐电容的标称(设计)值。拾取器电感的变化用项ΔL₂表示，即给定的电抗变化值，其定义如下：

ΔL₂＝L₂-L₂₀ (4)

其中L₂是在当前物理位置的拾取器电感。串联调谐拾取器Z_2s的输入阻抗由表达式(6)给出：

拾取器反射阻抗Z_r的定义由表达式(7)给出：

将表达式(6)代入表达式(7)中，得到失谐的串联调谐拾取器的反射阻抗Z_rs，如表达式(8)所示：

在并联调谐拾取器中有一个与负载无关的反射电抗(-jM²/L₂)，这在下文进行讨论，与该并联调谐拾取器不同，串联调谐拾取器的反射阻抗与负载有关，如表达式(8)所示。因此，对于串联调谐拾取器而言，负载相关的反射阻抗ΔZ_rs与Z_rs相等(ΔZ_rs＝Z_rs)。从表达式(8)可以看出，ΔL₂导致反射电抗，该电抗的极性与ΔL₂相反。表达式(8)中的实部和虚部中有很多项都一致，很方便就可以推导出无功负载和有效负载比值的表达式，如表达式(9)所示：

其中，γ是相对于设计的调谐电感L₂₀的ΔL₂的每单位(pu)变化，其定义为表达式(10)：

Q₂₀是在设计的工作位置调谐时拾取器的标称负载品质因子，其定义为表达式(11)：

当一个电池充电应用在绝大部分时间里运行在稳定的输出电压和功率的情况下，负载R_AC和因此Q₂₀通常都保持不变。因此，表达式(9)是估计无功功率的一个非常有用的表达式。因为表达式(9)仅包含设计的电路Q₂₀和拾取器电感变化，而且直接表明反射无功功率的极性。

使用表达式(8)中的反射电阻负载，传输期望输出功率所需的导轨电流(I_1s)可以简单地用P＝Re(Z_rs)I_1s ²进行计算，并由表达式(12)给出：

使用表达式(12)，因拾取器失谐导致的导轨电流I₁的增加可以用表达式(13)表示：

b)并联调谐

图5显示了失谐的并联调谐拾取器的概念图。这里L₂变化导致的调谐变化用ΔC₂表示，如表达式(14)所示：

其中C₂₀是设计值L₂₀对应的标称调谐电容，C₂是L₂的理想调谐电容。对拾取器谐振网络和拾取器线圈电流使用诺顿变换，因此可以用表达式(15)表示拾取器的反射阻抗Z_rp：

该表达式(15)表明失谐的并联调谐拾取器的反射阻抗有两个无功分量。第一个分量是表达式(4)所示的无功(电容性)分量(-jωM²/L₂)。这个电容性分量的值与负载无关，但与磁耦合成比例。当供电电源与并联调谐拾取器一起为具有常系数耦合的***(如单轨***)工作时，该分量通常包含在初级导轨电感中。磁结构的变化导致的该项(-jωM²/L₂)的变化在此处不作讨论，因为该变化被认作是充电衬垫的物理移动导致的初级导轨电感的变化，这一点会在后面进行讨论。因此，负载相关的可变反射无功负载可以用以下表达式进行定义：

与串联调谐拾取器类似，第二个无功分量是由变化的电容ΔC₂导致的，并且其极性与ΔC₂相反。负载相关的可变反射无功负载(不包括-jωM²/L₂)和电阻负载的比值如表达式(16)所示，该比值与表达式(9)给出的串联调谐拾取器的值几乎相等。

这里δ是变化值ΔC₂相对于设计调谐电容C₂₀的比值，其定义见表达式(17)：

当在设计的工作位置调谐时，拾取器标称的负载品质因子的定义如下：

使用表达式(15)中的电阻项，失谐的并联调谐拾取器所需的导轨电流如下所示：

使用表达式(19)，失谐的拾取器导致的导轨电流I₁的增加如表达式(20)所示，与预期的一样，其与表达式(13)类似。

初级谐振网络的负载模型

图6显示了具有拾取器等效反射阻抗(Re(Z_r)+jIm(ΔZ_r))的源电压LCL调谐供电电源的概念图。因为反射阻抗与初级导轨电感L1串联，所以很方便使用电感来表示Im(ΔZ_r)。为了定义该拾取器等效反射电感L_r，考虑操作频率ω：

L_r＝Im(ΔZ_r)/ω (18)

在给定拾取器运动容差范围内，测量的初级导轨电感L₁可分为两个分量：L₁₀和给定的电抗变化ΔL₁(L₁＝L₁₀+ΔL₁)。L₁₀是标称的设计导轨调谐电感，其电抗联合C_L1构成初级LCL网络特性阻抗X。ΔL₁表示测量的导轨电感L₁和标称的导轨电感L₁₀之间的差异。然而，供电电源的总的电感变化ΔL_l是ΔL₁和拾取器反射电感L_r的结合，如图6和表达式(22)所示。因此，当根据测量的L₁选择调谐值L₁₀时，很难估计总的电感变化ΔL_l。

这里ΔX_l是LCL网络所有的输出无功负载。

我们没有仅仅根据测量的L₁值来选择调谐值L₁₀，而是发现一个更优选的方法是首先将计算的拾取器反射电感L_r与L₁结合起来形成一个单独的电感分量，称之为L_1eqv，它等于调谐电容C_L1的总的等效导轨电感，如图中和表达式(23)所示的。

根据的L_1eqv值，在不对准容差范围内，为了最小化初级供电电源的无功负载，可以设计L₁₀使得总的导轨电感的变化最小，达到ΔL_l理想的模式。这个最小化过程将在后文进一步描述。LCL网络输出阻抗Z_l表示如下：

使用表达式(24)，初级LCL网络的输入阻抗(Z_in)由以下表达式给出：

初级LCL谐振网络的输入位移功率因子(DPF_LCL)由以下表达式给出：

使用表达式(1)和表达式(26)中的V_{B_1}表达，对于给定功率P_out，逆变桥电流的基本分量I_{B_1}如下所示：

设计考虑因素

a)失谐产生的额外拾取器无功功率

串联和并联拾取器反射回导轨的额外无功负载Im(ΔZ_r)分别与负载Q₂₀和调谐变化γ或δ成比例。Im(ΔZ_r)同时还表示相较于理想的调谐拾取器，拾取器谐振网络中无功负载的增加。充电衬垫电感的实际测量表明衬垫电感根据允许的(预期的)不对准通常有2-7％的变化。对传统分布式IPT***而言，拾取器负载Q₂通常设计为低于10，对实际IPT电池充电***，该负载通常设计为低于6。当Q₂₀的值为6时，额外的无功负载通常在实际功率的12-42％范围内。如果磁结构具有更大的电感变化(δ或γ>0.15)，当Q₂₀的值仍为6时，额外的无功负载将是实际功率的90％。额外无功负载的提升会增加拾取器谐振分量的压力，因此分量额定值将远远高于理想情况下调谐设计所要求的值。

b)失谐拾取器导轨(初级衬垫或线圈)电流的增加

表达式(13)和(20)说明为了向失谐的拾取器输出相同的输出功率(用于主侧电流控制的常量Q₂₀和R_AC)需要增加导轨电流。然而，增加I₁也增加了导轨的传导损耗。所需导轨电流增加值的平方(I_{1_失谐}/I_{1_调谐})²代表了传导损耗的增加，该值相对于拾取器调谐变化γ和δ、以及Q₂₀取不同值时的变化情况如图7所示。当Q₂₀为3、拾取器调谐变化为7.5％时，相较于一直被调谐的拾取器，增加的传导损耗为5％。如图7所示，当调谐变化相同、但Q₂₀为6时，传导损耗增加了4倍(20％)。

如表达式(12)和(19)所示，为了达到相同的Q₂₀所需的导轨电流与耦合条件成反比。因此，与具有较高耦合值的工作位置相比，在较低耦合值的工作位置上导轨传导损耗的增加会更显著。如果设计决定在次级侧不使用自调谐电路来最小化充电衬垫的传导损耗，***优选地具有高Q₂₀(接近6)和高电感变化(γ或δ>0.1)，以确保拾取器在最低耦合值的工作位置调谐。

c)LCL网络的无功功率流

如表达式(26)显示，初级LCL网络的输入DPF由输出无功负载ΔX_l控制，其中假定稳定状态下Re(Z_r)在固定工作位置是常量。因此，选择决定ΔX_l的初级调谐ωL₁₀对确定指定衬垫功率传输区域内逆变桥无功负载的负担至关重要。在选择初级调谐ωL₁₀时有两个因素需要考虑，在下一节会进行讨论。

(i)确保逆变桥电压V_{B_1}的电感负载(Z_in)

表达式(25)显示LCL调谐网络具有阻抗转换特性。因此，通过保证在偏移容差范围内ΔX_l为零或呈电容性，可以确保Z_in是纯电阻，或者只是略带电感性。因此，V_{B_1}和I_{B_1}之间的DPF要么一致要么稍微滞后，这通常是逆变桥设计的首选，用来防止开关中的二极管反向恢复电流导致的不合时宜的开关损耗。

(ii)最小化初级LCL网络无功功率

为了最小化无功功率、并达到初级LCL网络可能最好的输入DPF，需要仔细选择拾取器调谐ωL₂₀和初级调谐ωL₁₀，以达到理想的模式变化ΔX_l。分别使用表达式(12)和(19)给出的串联和并联拾取器所需的导轨电流的表达式，LCL网络输出无功功率的统一定义如下：

该表达式表明LCL网络中额外的无功负载与ΔX_l成正比，与M²成反比。其中，M²表示给定的充电衬垫设计的相对耦合变化。因此，为了最小化无功负载，应该最小化在耦合(M²)最低的工作位置上ΔX_l的变化，从而最小化逆变桥的总的无功负载。

d)逆变桥电流

通过使用表达式(12)和(19)中导轨电流的表达式，以及表达式(27)中逆变桥电流I_{B_1}的表达式，I_{B_1}可以用输出功率、互耦合和DPF来表示，如表达式(29)所示。该表达式表明I_{B_1}与输出功率和磁耦合直接成正比。

对于使用初级侧电流控制的可变耦合***，为了保持输出功率恒定，逆变桥电流一定要具有与磁耦合相同的变化范围。该桥电流的变化需要仔细对待，而且电源逆变器设计的额定值需要满足最大可能的耦合变化。

e)设计流程图

如前所述，按照惯例，集总线圈***中调谐网络的设计是基于在同一工作位置物理测量得到的充电衬垫的电感，该位置即成为最佳工作位置。然而，在设计具有指定功率传输区域的集总线圈***的调谐网络时，为了达到合适的结果，需要考虑一系列的设计因素。

在实践中，很难在一个调谐网络中实现前文提到的所有设计依据。为了辅助设计过程，本申请给出了一个包含前文讨论的设计依据的设计流程图，如图8所示。该流程图显示了设计步骤的顺序，用于选择初级谐振网络和/或次级谐振网络中的一个或多个元件，以达到一个或多个实际的结果，例如包含初级电源的无功负载。参照图8，设计过程从101开始，102给出“默认”目标是最小化衬垫传导损耗。第一个设计步骤103选择L₂₀在具有最低耦合的工作位置设计次级调谐。接着在步骤104计算ωL_1eqv。因为已经设计了拾取(即次级)调谐，L_R是已知的，而L_1eqv可以利用最初测量的L₁值计算得到。接下来在步骤105选择ΔωL₁₀，使得ΔX_l要么为零，要么是电容性。选择ΔX_l为电容性，表明它对于电源是电感负载，即为初级网络供电的转换器的H桥。在步骤106进一步考虑无功负载，目的是确保提高初级LCL网络的输入位移功率因子、并通过环形处理进入步骤107。步骤107检查L₂₀和L₁₀所有的调谐组合是否都已经覆盖。如果没有，则在步骤108保存ΔX_l变化，并在步骤109改变L₂₀的值朝其测量的最高耦合工作位置、并返回步骤104重新计算ωL_1eqv。如果步骤106不要求提高输入位移功率因子，则步骤110计算初级LCL网络输入电流和位移功率因子变化，然后流程图在步骤112结束。如果在步骤107，L₂₀和L₁₀所有的调谐组合都已经考虑，设计流程进入步骤111，该步骤将选择无功负载变化最小(即在最低耦合位置的最低ΔX_l)的L₂₀和L₁₀组合，然后设计流程返回步骤110。应当理解，这只是其中一个可以用来实现本发明的方法。一个设计示例考虑初级调谐L₁₀，以达到设计需求。这些设计需求包括最小化初级衬垫传导损耗，或实现初级LCL网络具有最好可能的输入DPF。默认的设计焦点在于最小化初级充电衬垫传导损耗，以及相应的拾取调谐设计。如果最小化初级谐振网络中的无功负载是设计重点，则通过调整初级和次级调谐达到该目标。

图8a和8c显示了另外的示例。在图8a中，设计目标是最小化逆变桥的无功负载，即最小化供电电源的无功负载。设计过程从步骤114开始，在步骤115选择L₂₀。ωL_1eqv在步骤116中计算，接下来在步骤117中选择ωL₁₀。在步骤118中计算位移功率因子和初级电流变化，并在步骤119中保存计算结果。在步骤120中判断在充电区域内L₂₀是否成为L₂的最大或最小值，这将决定给定的耦合变化。如果判断结果为真，设计过程以选择获得最好功率因子变化的L₁₀和L₂₀的值作为结束。如果判断结果为假，则增加L₂₀的值，同时设计过程返回步骤116。

图8b中，设计目标是最小化初级电流，即最小化初级衬垫传导损耗。设计过程由步骤124开始，然后在耦合变化指定区域的最低耦合点选择L₂₀，该区域由所需的充电区域决定。在步骤126中计算ωL_1eqv，接着在步骤127选择ωL₁₀。步骤128计算位移功率因子和初级电流变化，以结束设计过程。

图8c的设计目标是最小化失谐导致的额外拾取(次级)无功功率。该设计过程从步骤130开始。接着在步骤131中选择初级线圈电流控制布局。如果使用初级侧控制，则该过程执行到步骤132，该步骤在充电区域内L₂变化的中间挑选L₂₀。步骤133计算ωL_1eqv，步骤134选择ωL₁₀。设计过程在步骤142结束，在该步骤中计算位移功率因子和初级电流变化。如果使用恒定导轨电流布局，则设计过程从步骤131执行到135，在步骤135中为具有最低耦合的工作位置挑选L₂₀。在结束步骤142前，步骤136计算ωL_1eqv，步骤137选择ωL₁₀。如果使用结合初级侧和次级侧控制的布局，则设计过程从步骤131执行到步骤138，在步骤138中假设完美调谐拾取的情况下计算Q₂的侧面，并为在具有最大Q₂₀值的位置调谐选择L₂₀。在结束步骤142前，步骤140计算ωL_1eqv，步骤141选择ωL₁₀。

设计示例

用参照图8的策略设计的1.2千瓦EV电池充电***的调谐网络作为示例。该设计网络的分析结果与在最大和最小耦合位置使用充电衬垫调谐网络的***进行了对比，对比结果显示初级LCL网络的输入负载变化有提升。提出的设计的分析结果也通过SPICE模拟得到了验证。

***参数

a)初级电源

图9显示了1.2千瓦电池充电***的概念结构，其参数如表1所示。逆变桥电压的电压变化范围为0到225V RMS，用于执行初级侧电流控制，以调节拾取负载(R_AC)的功率流。如第0节所述，为了达到相同的等效直流输出功率和电压，串联和并联调谐拾取的交流负载R_AC有不同的值。

表1：1.2千瓦电池充电***的参数

V<sub>B_1</sub>范围	0–225V RMS	L<sub>B</sub>	87μH	P<sub>out</sub>	1.23kW
						频率	20kHz	C<sub>B</sub>	1.043μF	R<sub>AC</sub>(串联)	26.34Ω
TX匝数比	1:2	C<sub>1</sub>	0.602μF	R<sub>AC</sub>(并联)	40Ω
						X<sub>LCL</sub>	13.22Ω	I<sub>1</sub>最大	34A RMS

b)充电衬垫磁结构

本设计示例中选择的充电衬垫磁结构是700毫米环形充电衬垫。工作空隙在100毫米和150毫米之间，横向容差是±100毫米。这在指定的功率传输区域内形成了一个矩形边界，如图10所示。在该图中，拾取衬垫在最紧耦合的位置(最接近初级衬垫的位置)标记为“A”，拾取衬垫在最低耦合的位置标记为“B”。提出的调谐策略和传统的调谐方法通过拾取衬垫在垂直边界的末端(150毫米和100毫米)沿着水平边界(δx从0到100毫米)移动进行了验证。

两个充电衬垫的磁结构是相同的。初级衬垫采用了具有12匝的双线线圈。对于次级衬垫，串联和并联调谐拾取采用了不同的匝数。串联调谐拾取充当一个电压源，因此提高了电流。而并联拾取充当一个电流源，提高了输出电压。为了使这两种调谐布局在采用相同的磁结构时具有相同的输出直流电压和功率，需要设计拾取衬垫上的匝数，以得到一个合适的开路电压(V_oc)和短路电流(I_sc)比。在本设计示例中采用的达到相同等效直流输出特性的每种充电衬垫的线圈结构如表2所示。

表2700毫米初级和次级环形充电衬垫的线圈结构

图11显示了在x方向0到100毫米范围内移动时环形充电衬垫在空隙为100毫米和150毫米时测量到的电感。当使用串联调谐拾取时，对初级衬垫调谐测量开路双线衬垫电感；而当使用并联调谐拾取时，对初级衬垫调谐测量短路电感。这是因为短路测量值包括衬垫的自电感L₁和拾取反射电容分量(-M²/L₂)，如表达式(30)所示。

由于并联调谐拾取中的次级充电衬垫与初级衬垫拥有相同的线圈结构，所以次级衬垫的自电感与图11(a)和(b)所示的测量的初级自电感相同。具有在串联调谐布局中使用的单线缠绕结构的次级衬垫自电感的测量值如图11(c)和(d)所示。图11(e)和(f)显示了使用开路和短路的测量值计算的互感。计算得到的互感被传回初级侧。当在串联调谐拾取中使用计算的互感值时，需要考虑使用2倍的匝数比。

这些测量值表明充电衬垫自感从最大耦合的工作位置(图中用A标识)到最小耦合的工作位置(图中用B标识)有7％的差异。这个差异是由于在充电衬垫中亚铁磁性材料和线圈之间的相对物理运动导致的。图11(e)和(f)显示在耦合极值端点A和B之间的耦合差异大约是2倍，其中互感从55μH变为23μH。

不同调谐选项的性能

在本设计示例中，最大的电感差异在7％以下，负载Q₂的值小于3，这在下一节中给出。针对如此低的电感差异和小Q₂，为了输送拾取失谐时的额定功率，导轨流量所需的增长量仅在范围2-3％内，如图7所示。因此，不一定要求拾取在最小耦合位置B处调谐，因此调谐网络设计的焦点在于最小化初级LCL网络的输入负载变化。使用本申请提出的策略设计的***与两级充电衬垫在最大耦合位置(我们称作“AA”)和最小耦合位置(我们称作“BB”)的***进行了性能比较。

a)串联调谐拾取

表3给出了在工作位置AA、BB设计的调谐网络和使用参照图8讨论的方法设计的调谐网络的参数。在使用提出的方法的设计中，拾取衬垫的标称调谐值L₂₀是在最低耦合位置B处的自感，从图12可以确定计算得到的初级衬垫的标称调谐值是128μH，这在下面进行解释。图12显示了上述三种调谐网络设计的分析结果，图13显示了本申请提出的设计使用SPICE模拟进行验证的结果。

表3串联调谐拾取不同调谐选项的调谐网络参数

图12(a)和(b)显示了计算得到的拾取反射等效电感L_r。与调谐选项BB和新调谐设计选项相比，调谐选项AA具有最小的变化。但在图12(c)和(d)所示的L_1eqv图中，在所有设计选项中，对调谐电容C_L1来说，调谐选项AA具有最大的初级电感变化。由于调谐选项AA最大的ΔX_l发生在最小耦合位置，因此在初级LCL网络的输入端具有最大的无功负载变化，如图12(e)至(h)所示。

图12(d)展示了使用新调谐设计时，最大的L_1eqv值为128μH，这也是选定的L₁₀的值。虽然图12(f)显示与新调谐选项相比，调谐选项BB具有最好的DPF性能，但当拾取衬垫在空隙为150毫米、沿着x方向移动时，调谐选项BB同样会在LCL网络的输入端产生电容性负载。因此，新的调谐设计使初级DPF变化最小，同时保持逆变桥的负载是电感性的。图13显示的新调谐设计的SPICE模拟结果与分析结果很一致。

b)并联调谐拾取

设计在工作位置AA、BB的调谐网络和使用新调谐设计的调谐网络的参数如表4所示。在新调谐设计中，拾取衬垫L₂₀的标称调谐值是其在最大耦合位置A的自电感，图14(d)显示计算得到的初级衬垫的标称调谐值为123.8μH，这在下文进行解释。这三种调谐网络设计的分析结果如图13所示，提出的设计方案通过SPICE模拟进行了验证，模拟结果如图15所示。

表4并联调谐拾取不同调谐选项的调谐网络参数

在分别如图14(a)-(b)和(c)–(d)中显示的计算得到的拾取反射等效电感(L_r)和初级电感L_1eqv中，相较于调谐选项BB，调谐选项AA和新调谐设计具有最小的变化。图14(d)显示了L_1eqv图，从图中可以看出计算得到的L_1eqv的最大值为123.8μH，因此设计中为L₁₀选取该值。

虽然调谐选项AA与新调谐设计具有相同的L_1eqv变化，但图14(e)至(f)表明调谐选项AA具有更大的无功负载变化，并且是电容性的。其原因是初级在位置A调谐，因此最大的变化ΔX_l发生在最小耦合位置B，从而相较于其它方案，调谐选项AA产生最大的额外无功负载。图14(e)至(f)的分析结果同时显示新调谐设计是电感性的，并具有最小的输入DPF变化，该差异在1和0.976之间。新调谐设计的SPICE模拟结果显示于图15中，同样，模拟结果与分析结果很一致。

逆变桥电流变化

如前所述，逆变桥电流与磁结构耦合直接成正比。在本设计示例中，充电衬垫的互感从23μH变化为55μH。这表明逆变桥电流同样会有相同程度的变化。

图16(a)至(d)显示了工作在额定负载为1.2kW的串联和并联调谐拾取中的逆变桥电压和电流的SPICE模拟结果。设计的调谐网络使用了第0节中提出的设计策略，因此桥电流中的无功分量已经尽可能地最小化了。模拟结果显示由于耦合变化使得逆变桥电压从90V RMS变化为200V RMS，而逆变桥电流从15A RMS变化为6A RMS。为了将LCL网络输入电压从200V RMS减小到90V RMS，逆变桥工作所需相移θ的变化范围要大，从而达到较大范围的V_{B_1}变化。当逆变桥工作在小的相移、产生较低的V_{B_1}时，电流I_{B_1}达到最高值，如图16所示。对于更高功率的***，在7kW范围内，I_{B_1}巨大的变化差异使逆变桥的设计变得复杂，同时也增加了选择半导体开关的难度。

备选的磁结构

成熟的调谐网络设计策略可以应用于任意磁结构。如环形衬垫示例中提及的一样，关键参数是运动的边界或在指定功率传输区域内的容差。环形衬垫具有旋转对称性，因此设计示例在决定调谐设计时只需考虑横向运动和垂直运动。对于双D(参考本申请前面的描述)充电衬垫，定义的功率传输区域边界是一个长方柱，如图17所示。这是因为其极化结构。因此，为了设计使用双D衬垫***的调谐网络，需要沿着在垂直偏移的末端对应的两个正方形平面的边界进行所需的电感测量。这两个平面分别是图17所示的A-B-C-D和E-F-G-H。因此可以看出应用于无线电能传输***的发明可以使用各种各样的磁结构。

频率考虑因素

本申请之前描述的标准方法仅仅是在已知的初级和次级衬垫的固定间隙处对该两级衬垫进行调谐。通常不是在最接近、最中心的位置A，就是在最远的位置B(如图10)所示。考虑到初级和次级衬垫通常在这两个位置中的一个调谐，在图18至26中，对应的两种设计选项分别标识为AA和BB。本申请之前描述的示例，与理想情况下***运行时的调谐频率ωo相比，初级和次级衬垫实际调谐的频率会由于允许的衬垫相对运动而产生偏移。串联调谐次级衬垫的频率偏移可以如图10和11所示，并联调谐次级衬垫的频率偏移可以如图23和24所示。这里调谐频率的变化只是由于衬垫的相对运动造成的，但其它因素也会增加频率变化，例如长时间的失谐。如图所示，频率变化会导致运行过程中初级衬垫固有谐振调谐频率(ω₁)或次级衬垫固有谐振频率(ω₂)的大变化。调谐频率ω₁或ω₂的变化(范围)小是有好处的，如果频率变化得到了控制，对供电电源是最好的(例如，LCL初级网络优选地是电容性的，这会转换为供电电源的电感负载)，因此逆变器在工作过程中只需产生额外的电感VARs(由于失谐)，这也是有好处的。

图18中，初级和次级衬垫在位置AA处调谐，并且次级谐振网络是串联调谐。参照该图，箭头201显示初级网络在位置A的工作频率，其中***工作频率ω₀为20kHz。随着次级衬垫从位置A移动到位置B(箭头202)，初级网络的频率从20khz变化为20.83khz。频率变化用Δω₁表示，其值基于***未运行时在两个位置测量的电感变化。然而，如本申请之前所述，根据这些电感测量得到的初级网络频率的变化是不完全准确的。相反，在位置A处实际的初始谐振频率为20kHz、用箭头201表示，当次级衬垫移动到位置B时，频率变为20.66kHz，如箭头203所示。

类似地，工作过程中次级网络的谐振频率变化用箭头204和205表示。箭头204表示次级衬垫在位置A、工作频率为20kHz(在调谐的位置)时的次级网络频率，箭头205显示在位置B的次级网络频率为20.64kHz。次级网络的频率变化用Δω₂表示。

参照图19，该图显示了使用串联调谐拾取的***在位置BB调谐的性能。箭头206显示当***没有工作时，根据测量的电感得到的初级网络在位置A的预期工作频率。箭头207显示初级网络在位置B预期的工作频率是20kHz。实际频率的变化与预期是非常不同的，其原因如本申请之前所述，是因为初级和次级网络的电抗在改变、以及两级网络之间的耦合也在改变。从图中可以看出，箭头208表示在位置A工作时，初级网络实际的固有谐振频率。随着次级衬垫向位置B移动，频率减小至最低值19.87kHz，如虚线209所示。然后调谐频率又上升，当次级衬垫移动到位置B时谐振频率达到20kHz。次级网络在位置A工作时的固有谐振频率如箭头201所示，在位置B调谐时的频率如箭头211所示。

考虑到图18和19所示的串联调谐次级网络的例子，与调谐***BB相比，在AA处调谐的***的ω₁具有大很多的变化。次级调谐的变化类似，但向正或向负有偏移。如果修改为图20所示的调谐，其中次级衬垫在位置B调谐、而初级衬垫在位置A调谐，则ω₁的变化会较小，但相对于工作频率的偏移量更大，这同样不合需要。在图20中，基于电感测量得到的初级网络在位置A和B的预期频率分别如箭头212和213所示。工作中实际固有谐振频率如箭头214和215所示。同样地，在位置A和B之间，频率下降至最小值20.69kHz。次级网络在位置A和B的实际频率偏移分别如箭头215和216所示。

使用本申请描述的新的设计方法，最终的调谐频率偏移可以最小，同时很接近、且仅高于理想频率ωo，如本申请之前所述，这可以确保供电电源得到电阻电感负载。在图21中，其中根据电感测量得到的初级网络的频率由箭头217和218所示，工作中实际的固有调谐频率分别如箭头219和220所示。次级网络的频率变化由箭头221和222所示。本设计通过选择固有谐振工作频率限制无功负载的变化，从而限制给定的电抗改变(由初级网络和次级衬垫相对位置的改变引起)导致的频率变化。

图22、23和24分别显示了使用设计选项AA、BB和此处说明的方法(使用并联调谐次级衬垫)时初级和次级网络调谐频率的变化。同样地，在图22和23中，ω₁有明显的偏移，而图24显示当使用新的设计方法时，频率偏移得到了限制，且对供电电源是电感性的。表示在位置A和B处频率的箭头与参照图18、19和21对串联调谐时的情况进行说明时使用的箭头拥有相同的编号。

如果设计一个最小化VA₂的拾取谐振网络，设计方法与下边讨论的方法略有不同。

图25(参照本申请之前讨论的设计方法)所示的设计决定ω₂的变化范围并优化次级网络的调谐，使ω₀大约在Δω₂的中心，以最小化VA₂。因此，如图25所示，箭头230和231分别显示次级网络在位置A和位置B的频率。经过修复次级调谐，调节初级调谐，从而最小化Δω₁相对于ω₀的变化范围。在这个过程中，ω₁和ω₂之间的变化差异(Δω₁₂)被限制、以及最小化VA₁，从而确保初级谐振网络输入PF变化最小且尽可能保持接近于1。Δω₁₂表明失谐所需的额外无功功率的大小。因此在本设计中，使用本发明选择频率，从而限制频率变化或摆动，使其接近***的工作频率ω₀。在工作过程中初级和次级网络固有谐振频率的变化也被限制。

如果次级谐振网络使用这种方式进行调谐将帮助最小化VA₁，不用考虑VA₂，该设计如图26所示。图25中的情形1和图26中的情形3显示根据测量的电感得到的结果，图25中的情形2和图26中的情形4中显示根据工作过程中的谐振频率得到的结果。

为了最小化VA₁，Δω₂和Δω₁都接近ω₀，同时最小化磁装置所有可能的物理位置上总的Δω₁₂变化差异。因此初级谐振网络输入PF的变化被最小化，同时尽可能保持接近于1。次级调谐变化不再以ω₀为中心(或几乎以ω₀为中心)。

Claims (19)

1.一种无线电能传输初级谐振网络，其包括：

初级线圈，其能够被通电以提供磁场；

至少一个无功调谐元件，该元件被选择用于限制电源的无功负载，该电源向所述初级谐振网络供电，所述无功调谐元件的选择依赖于所述初级谐振网络的电感或电容的给定变化以及次级谐振网络的电感或电容的给定变化，其中所述次级谐振网络要与所述初级谐振网络耦合，并且由此所述初级谐振网络的输入阻抗是电感性的。

2.根据权利要求1所述的无线电能传输初级谐振网络，其中所述无功调谐元件的选择依赖于所述初级和次级谐振网络之间耦合的给定变化。

3.根据权利要求1所述的无线电能传输初级谐振网络，其中选择所述无功调谐元件用于限制所述电源上无功负载的变化。

4.根据权利要求1所述的无线电能传输初级谐振网络，其中选择所述无功调谐元件用于限制功率因子。

5.根据权利要求1所述的无线电能传输初级谐振网络，其中所述无功调谐元件包括所述初级线圈。

6.根据权利要求1所述的无线电能传输初级谐振网络，其中所述电感或电容的给定变化由所述次级谐振网络的拾取线圈相对于所述初级线圈的相对移动或位移引起。

7.根据权利要求2所述的无线电能传输初级谐振网络，其中所述耦合的给定变化由所述次级谐振网络的拾取线圈相对于所述初级线圈的相对移动引起。

8.一种无线电能传输次级谐振网络，其包括：

拾取线圈，其能够从初级谐振网络产生的变化磁场接收能量；

至少一个无功调谐元件，该元件被选择用于限制为所述初级谐振网络供电的电源的无功负载，所述无功调谐元件的选择依赖于所述次级谐振网络的电感或电容的给定变化以及所述初级谐振网络的电感或电容的给定变化，其中所述初级谐振网络要与所述次级谐振网络耦合，并且由此所述初级谐振网络的输入阻抗是电感性的。

9.根据权利要求8所述的无线电能传输次级谐振网络，其中所述无功调谐元件的选择依赖于所述初级和次级谐振网络间的耦合的给定变化。

10.根据权利要求8所述的无线电能传输次级谐振网络，其中选择所述无功调谐元件用于限制所述电源上无功负载的变化。

11.根据权利要求8所述的无线电能传输次级谐振网络，其中选择所述无功调谐元件用于限制功率因子。

12.根据权利要求8所述的无线电能传输次级谐振网络，其中所述无功调谐元件包含所述拾取线圈。

13.根据权利要求8所述的无线电能传输次级谐振网络，其中所述电感或电容的给定变化由所述拾取线圈相对于所述初级谐振网络的初级线圈的相对移动或位移引起。

14.根据权利要求8所述的无线电能传输次级谐振网络，其中所述耦合的给定变化由所述拾取线圈相对于所述初级谐振网络的初级线圈的相对移动引起。

15.用于无线电能传输的装置，包括：

初级谐振网络，

次级谐振网络，其与所述初级谐振网络耦合，

其中所述装置具有***工作频率，并且所述初级谐振网络和所述次级谐振网络中的一个或两个具有与所述***工作频率不同的固有谐振频率，并且

其中所述初级谐振网络的所述固有谐振频率的选择依赖于所述初级谐振网络的电感或电容的给定变化以及所述次级谐振网络的电感或电容的给定变化，并且其中所述初级谐振网络的输入阻抗是电感性的。

16.根据权利要求15所述的装置，其中所述初级谐振网络的所述固有谐振频率的选择依赖于所述初级和次级谐振网络之间耦合的给定变化。

17.根据权利要求15所述的装置，其中选择所述初级谐振网络的所述固有谐振工作频率用于限制所述初级谐振网络的工作频率的变化。

18.根据权利要求15所述的装置，其包括无线电能传输充电器。

19.一种设计无线电能传输初级谐振网络的方法，所述初级谐振网络具有能够被通电以提供磁场的初级线圈，所述方法包括：选择至少一个无功调谐元件，所述至少一个无功调谐元件被选择以限制电源的无功负载，所述电源向所述初级谐振网络供电，所述无功调谐元件的选择依赖于所述初级谐振网络的电感或电容的给定变化以及次级谐振网络的电感或电容的给定变化，其中所述次级谐振网络要与所述初级谐振网络耦合，并且由此所述初级谐振网络的输入阻抗是电感性的。