具体实施方式
图1图示了其中可以采用本文所公开的干扰消除的环境的示例,例如办公室、家庭或其它房间或室内空间。环境包括例如安装在天花板或墙壁上的诸如照明器之类的编码光传送器2,其被安装用于光照环境的主要目的,但是还具有提供使用编码光技术嵌入到光照输出中的数据的辅助功能。环境还包括编码光接收器4。例如,编码光接收器4可以包括在另一照明器中,例如作为智能照明***的部分。可替换地,编码光接收器4可以是用于控制传送照明器2的远程控制单元的组件,或者诸如移动用户终端之类的用户终端的组件以用于从传送照明器2导出信息(诸如位置相关信息或用于在投用时使用的信息)。
典型地,传送照明器2的光经由从诸如地板或墙壁之类的一个或多个表面8的一个或多个反射而到达接收器4。随着接收器4和传送照明器2的灯之间的距离的增加,在接收器4处接收到的信号强度减小。例如在编码光通信的极限范围处,可以接收到具有大约0.1勒克斯的幅度的可见光信号。
在典型的用户场景中,可能存在生成干扰的一个或多个其它光源6,例如诸如膝上型计算机的显示屏之类的显示屏(特别是如果它们被调光的话)、TV屏幕的背光和/或使用脉冲宽度调制(PWM)调光的另一照明器。干扰通常是带内的(例如在0与4kHz之间),并且接收器4的检测器处的干扰幅度可能比编码光通信的极端范围处的信号幅度大得多(比方说强10至20dB,例如具有1勒克斯的量级)。例如,检测器可以直接“看”向干扰源6而编码光仅是经由一个或多个反射而间接看到的。
由这样的源6生成的干扰在性质上可以是周期性的,从而导致从传送器2输送的编码光数据的频谱中的一个或多个明显干扰音调。
例如,诸如PWM显示屏之类的经脉冲宽度调制的干扰者6将生成具有恒定(或准恒定)占空比的时域中的矩形波。示例在图2中图示,其中在检测器处接收到的信号包括编码分组加上来自经脉冲宽度调制的源的矩形波干扰(在该示例中PWM干扰在240Hz处,具有66%的占空比,信噪比为-20dB,并且分组存在于500与540ms之间)。频域中的矩形波的变换(例如傅里叶变换)由基波和一系列谐波构成,并且因此矩形PWM干扰对应于频域中的一系列窄干扰音调或“毛刺”(例如参见图6)。
在另一示例中,相同环境中的另一照明器或光源可以根据某种其它方案来调制,诸如利用正弦调制,从而导致干扰音调。
以下实施例能够减轻诸如在感兴趣的带中具有固定(或准固定)频率和占空比的正弦或PWM类型波形之类的周期性干扰的效果,例如如图2中那样。在实施例中,所公开的技术可以在存在比编码光信号强20至30dB的干扰者或者产生比编码光信号多20dB的干扰功率的干扰者混合的情况下可靠地检测物理层编码光信号。
这通过应用频域干扰切除以作为用于从所接收到的信号移除干扰的技术来实现。在频域中,在利用随机数据调制的编码光信号的连续频谱与周期性干扰者的离散音调频谱之间区分是可能的。例如参照图6,可以基于与用于编码光的编码方案相关联的预期功率谱密度(或幅度谱密度)来确定阈值曲线(例如“阈值2”)。其信号强度(功率或幅度)是超过阈值曲线的毛刺的任何分量被假定为干扰音调,并且通过将其功率或幅度设置成零而切除。通过从复合频谱移除干扰者的离散音调频谱(切除),可以可能的是,在存在比想要的信号强超过20dB的干扰者的情况下可靠地检测编码光信号。
不久之后将更加详细地解释图6中所例示的干扰消除,但是首先讨论接收器4和编码方案的示例。
图3给出编码光接收器4的示例框图,其被配置成使用依照本公开内容的实施例的频域干扰切除。接收器4包括模拟前端10,其包括光传感器12和模拟低通滤波器(LPF)14。接收器还包括模拟到数字(A/D)转换器16、匹配滤波器18、数字低通滤波器(LPF)20、第一下采样模块22、载波侦听模块24、开关25、第二下采样模块26、干扰消除模块28、上采样模块30、旁路路径31和基带模块32。光传感器12具有耦合到模拟LPF 14的输入的输出。进而,模拟LFP 14具有耦合到A/D转换器16的输入的输出,A/D转换器16具有耦合到匹配滤波器18的输入的输出,匹配滤波器18具有耦合到数字LPF 20的输入的输出,数字LPF 20具有耦合到第一下采样模块22的输入的输出,并且第一下采样模块22具有耦合到载波侦听模块24的输入的输出。另外,第一下采样模块26的输出经由开关25耦合到基带模块32。
当开关25被断言(assert)时,其将第一下采样模块24的输出耦合到第二下采样模块26的输入,并且将上采样模块30的输出耦合到基带模块32的输入,其中第二下采样模块26的输出耦合到干扰消除模块28的输入,并且干扰消除模块28的输出耦合到上采样模块30的输入。当开关25被解断言(de-assert)时,其经由绕过第二下采样模块26、干扰消除模块28和上采样模块30的旁路路径31而将第一下采样模块24的输出直接耦合到基带模块32的输入。
数字组件18,20,22,24,26,28,30和32中的每一个可以在存储于接收器4的存储设备上并且布置用于在接收器4的处理器上执行的软件中实现。可替换地,这些组件中的一些或全部可以在专用硬件电路或者诸如FPGA之类的可配置硬件电路或者软件与硬件的组合中实现。
在操作中,光传感器12接收包括来自传送器2的编码光信号和潜在地来自一个或多个干扰源6的干扰的传入光。编码光信号包括使用用于编码光的编码方案编码到光中的数据。在实施例中,所使用的编码方案是申请人自己的创造之一并且在本文中称为三进制曼彻斯特代码。这在图13和14中图示。
根据该方案,在传送器2处,将要传送的每一个数据位被映射到以相应脉冲波形或“帽”函数的形式的复合信道符号,如图13中所示。映射到值1的数据位的脉冲波形在图13的左手侧上示出,并且映射到值0的数据位的脉冲波形在图13的右手侧上示出。数据位是要传送的实际信息的位,有时称为“用户数据”(即使没有由用户明确地创建)。数据位周期在图13中用TD标记,其中以竖直虚线示出用户位周期之间的边界。
每一个帽函数包括时间长度TC的三个基本信道符号的序列,每一个为数据位周期TD的长度的一半(即TD=2TC)。用于相应数据位的三个基本信道符号是邻近的,其中三个中的中间者位于相应数据位周期的中心处,使得相邻的第一和第三基本信道符号分别在任一侧以基本信道符号周期TC的一半跨立在数据位周期的开始和结束边界处。
对于值1的数据位,这被映射到图13的左边所示出的正帽函数。正帽函数包括:在相应数据位周期的开始(较早)边界上定心的幅度-½单位的第一基本信道符号,随后是在相应数据位周期上定心的幅度+1单位的第二(中间)基本信道符号,随后是在相应数据位周期的结束(较晚)边界上定心的幅度-½的第三基本信道符号。
对于值0的数据位,这被映射到图13的右边所示出的负帽函数。负帽函数包括:在相应数据位周期的开始(较早)边界上定心的幅度+½单位的第一基本信道符号,随后是在相应数据位周期上定心的幅度-1单位的第二(中间)基本信道符号,随后是在相应数据位周期的结束(较晚)边界上定心的幅度+½的第三基本信道符号。
为了创建要传送的编码位流,相邻用户位的帽函数被加到彼此,通过其相应位周期的位置沿时间轴偏移。由于帽函数跨数据位周期之间的边界重叠,所以函数在相邻数据位之间的重叠区中相加。也就是说,帽函数沿数据位周期边界接合,因此一个数据位周期的较早边界An与在前的相邻数据位周期的较晚位边界An+1接合,其中在两个相邻脉冲波形重叠的情况下对信号的水平求和。在图14中示出时域中的所得信道符号序列的示例。
在两个相邻数据位具有值1的情况下,这意味着-½的两个重叠基本信道符号相加为重叠基本周期中的-1。在两个相邻数据位具有值0的情况下,+½的两个重叠基本信道符号相加为重叠基本周期中的+1。在两个相邻数据位具有不同值的情况下,+½和-½的两个重叠基本信道符号相加为重叠基本周期中的0。
在等同变型中,数据位值0和1到正和负帽函数的映射可以逆转。
然后将所得信号(例如图14的信号)转换成由传送光源2输出的信号强度中的变化(无论是在幅度方面还是在功率方面进行表示)。例如,基本信道符号-1可以由低光输出水平(例如灯关断)表示,基本信道符号+1可以由高输出光水平(例如灯接通)表示,并且基本信道符号0可以由高与低之间的中间光水平(例如灯处于输出功率或幅度的一半处)表示。
三进制曼彻斯特代码可以是有利的,因为其在数据位改变值时提供比常规曼彻斯特代码更平滑的过渡,并且导致在其中可能发生诸如电源哼声之类的带外干扰的情况下在低频周围更加被抑制的频域中的频谱。然而,本公开内容的适用性不限于三进制曼彻斯特,并且在其它实施例中可以使用合适的编码方案的其它示例,诸如常规(二进制)曼彻斯特代码,或者其它常规的二进制或三进制行代码。
无论使用什么方案,接收器4处的光传感器12都检测光并且生成表示作为时间的函数的所接收的光水平(例如幅度或功率)的电子信号。光传感器通过模拟LPF 14向AD转换器 16输出该电子信号,A/D转换器16例如以64kHz对该电子信号采样以产生信号的数字表示。通过包括编码光和干扰二者的效果,这导致例如可能看起来像是图2的那样的信号。
A/D转换器16向匹配滤波器18输出信号的数字版本。匹配滤波器18作用于将模板波形与所接收到的信号相关。模板是所检测的编码方案的脉冲波形,例如在三进制曼彻斯特代码的情况中,模板可以是在图13的左手侧上示出的正帽函数。通过使模板与所接收的内容相关,这使得匹配滤波器18能够以最小化信噪比的方式基于与该模板相关联的编码方案来检测信号的存在。
匹配滤波器18将其输出传递到数字LPF 20,其中应用另外的低通滤波,例如利用4kHz通带,并且数字LPF 20将该输出传递到第一下采样模块22,其中对它进行下采样,例如从64kHz到16kHz。匹配的、经滤波和下采样的信号然后被输出到开关25。
如果开关25被解断言,则干扰消除被旁路并且信号直接输出到基带接收器32以用于基带处理。基带处理包括诸如功率骤增检测的载波侦听、时钟生成、帧同步检测以及联合时钟和数据恢复之类的功能。另一方面,如果开关25被断言,则第二下采样模块、干扰消除模块28和上采样模块30在通过基带接收器模块32进行基带处理之前被切换到链中。在该情况中,信号从第一下采样模块22输出到第二下采样模块26,其中对它进行进一步下采样,例如从16kHz或8kHz。这种经下采样的信号从第二下采样模块26输出到干扰消除模块28,其将信号从时域变换到频域并且执行依照本公开内容的实施例的频域干扰切除。在干扰消除之后,然后将信号从干扰消除模块28输出到上采样模块30,其中对它进行上采样以逆转通过第二下采样模块26的下采样,例如从8kHz返回到16kHz,然后向前输出到基带模块32以用于基带接收处理。
图4给出用于实现干扰消除模块28的示例框图。干扰消除模块28包括快速傅里叶变换(FFT)滤波器34,其包括块选择模块38、窗口化模块40、快速傅里叶变换(FFT)模块42、频谱掩蔽模块44、逆FFT(IFFT)模块46和加法模块48。干扰消除模块28还包括背景处理模块36,其包括绝对频谱模块50、阈值发现器模块52和掩蔽限定模块54。块选择模块38具有布置为干扰消除模块28的输入、耦合到第二下采样模块26的输出的输入。进而,块选择模块38具有耦合到窗口化模块40的输入的输出,窗口化模块40具有耦合到FFT模块42的输入的输出,FFT模块42具有耦合到频谱掩蔽模块44的输入的输出,频谱掩蔽模块44具有耦合到IFFT模块46的输入的输出,并且IFFT 46模块具有耦合到加法模块48的输入的输出。加法模块48具有布置为干扰消除模块28的输出、耦合到上采样模块30的输入的输出。另外,FFT模块42的输出耦合到绝对频谱模块50的输入,绝对频谱模块的输出耦合到阈值发现器模块52的输入,并且阈值发现器模块52的输出耦合到掩蔽限定模块54的输入,并且掩蔽限定模块54的输出耦合到频谱掩蔽模块44的另一输入。
在操作中,块选择模块38接收要从其切除干扰的信号(来自第二下采样模块26的匹配的、经滤波、经下采样的信号)并且将该信号划分成部分或“块”,每一个在时域中具有某一长度N个样本,例如N=2048。在实施例中,块可以在时间上重叠,例如以N/2个样本重叠。将N个样本的每一个块输出到窗口化模块40,其分别将窗口函数应用到每一个块,例如诸如汉明窗口之类的升余弦窗口函数。窗口化模块40将每一个经窗口化的块输出到FFT模块42,其将每一个块从时域变换到频域中,从而生成每一个块的频域表示。块的频域表示包括多个频谱分量,即多个频率点中的每一个处的信号度量。FFT模块42将每一个块的频域表示从FFT模块42传递通过频谱掩蔽模块44,其应用频谱掩蔽以切除干扰分量。
为了确定频谱掩蔽,每一个块的频域表示还从FFT模块42输出到绝对频谱模块50,其确定经变换的块的绝对频谱,即在没有相位的效果的情况下块中的分量的绝对值。因此,根据多个频率点中的每一个处的信号强度来表示频谱分量(例如参见图5和6)。在实施例中,信号强度可以根据功率或幅度(功率的平方根)来表示。绝对频谱模块50将针对块的绝对频谱输出到阈值发现器模块52,其使用它来确定针对块的频谱密度曲线,在实施例中要么为功率谱密度要么为幅度谱密度,如对所使用的表示适当的那样。
频谱密度是针对理想化随机数据集合的每单位频率信号强度的预期分布。频谱密度曲线的形状是光编码方案的特性。因此针对三进制曼彻斯特方案的频谱密度曲线的形状将不同于常规的二进制曼彻斯特编码方案的情况,并且也不同于其它编码方案的情况。针对三进制曼彻斯特的频谱密度曲线的形状在图7中示意性地示出,例如具有2kHz处的峰值和4kHz处的空值。频谱密度还根据块中的分量的绝对值的积分进行缩放——即其表示预期为频率的函数的块的功率或幅度的比例。因此频谱密度曲线取决于用于编码光的编码方案以及块中的总信号强度(总功率或幅度)。
阈值发现器模块52修改频谱密度曲线以确定阈值曲线(例如图6中的阈值2)。掩蔽限定模块50然后确定其信号强度(功率或幅度)超过阈值曲线的任何分量并且限定掩蔽块的频谱中的这些分量的频谱掩蔽。掩蔽限定模块将掩蔽输出到频谱掩蔽模块44,其应用掩蔽以便从相应块的频域表示切除经掩蔽的分量。切除在以下的基础上工作:具有大于阈值掩蔽(例如图6中的阈值2)的信号强度的任何频谱分量可能是由于(至少大部分是由于)来自诸如PWM照明器或背光之类的源的干扰音调。
在干扰消除之后,将每一个块的频域版本从频谱掩蔽模块44传递通过IFFT模块46,其中相应块变换回到时域中。IFFT模块46将每一个块输出到加法模块48,其将块的重叠区加在一起以产生重构的时域信号,但是干扰已经消除。然后将重构的、干扰消除的时域信号向前输出到基带模块32,其中执行基带接收处理。
因此根据上文,干扰消除模块28使用N点FFT和IFFT(例如N=2048)来应用频域中的干扰切除。
在优选应用中,干扰切除是基于以下观察:在频域中,在想要的信号的连续频谱(由所传送的有效随机位引起)与周期性干扰者的离散频谱之间区分是可能的。
要指出的是,在实施例中,通过扰码使用户数据扰乱,使得数据保持伪随机质量而不管所传送的用户数据如何。例如,即使用户传送接连的1或接连的0或导致位的有序流的某种其它数据的流,扰乱的流将仍旧出现为有效随机的,因为其将对应于频域中的大概平滑的频谱。然而,甚至在没有扰乱的情况下,大多数用户数据在足够大量的样本之上仍旧是有效随机的(即使内容可能不随机,内容中的任何顺序不必在物理层中显著地列明自身)。
已经发现,由切除创建的频谱“空洞”相比于分量的数目和数据的频谱宽度而言往往是相对少和小的。作为结果,在移除干扰之后变换回到时域时,由于该切除所致的信号中的失真可忽略或者至少可容许。
例如,对于长度2048个样本的FFT和具有2KHz处的峰值和4kHz处的空值的如图5-7中图示的频谱,每一个宽度10Hz可以仅存在10个样本的量级。
要指出的是,编码光信号格式可能不允许强信号恢复算法,比如误差校正或扩展频谱。在实施例中,合期望的是,在其它接收器算法之中仔细挑选干扰切除算法及其位置以便减少信号失真。在实施例中,可以可选地实现一个或多个以下附加措施以进一步改进本文所公开的干扰消除的性能:
·应用用于确定阈值曲线的两步过程,包括确定超过第一阈值曲线的分量,然后在移除这些分量的效果的情况下基于频谱密度确定第二阈值曲线;
·在进行频域干扰切除之前应用匹配滤波器;
·在具有FFT块的N/2重叠的FFT之前应用时域汉宁窗口;
·使用频域中的成形(升余弦)阈值以用于在想要的频谱和干扰频率之间区分;
·使FFT和IFFT的结果的端点为零以用于最小化由于固定点计算所致的失真;和/或
·用于旁路切除算法从而允许接收器的信号处理延迟及其抵挡干扰的鲁棒性之间的交换的开关。
在实施例中,在匹配滤波器18之后,但是在诸如功率骤增检测的载波侦听、时钟生成、帧同步检测以及联合时钟和数据恢复之类的较传统基带接收器算法32之前,应用干扰切除(移除干扰频率)。
模拟前端10中的模拟LPF 14被设计成能够以64kHz对其输出进行采样而没有扰动混叠产物。在64kHz处,首先应用用于三进制曼彻斯特的匹配滤波器18。作为副产物,创建0Hz和4kHz附近的强宽空值(参见图5-7)。低频处的信号抑制帮助避免来自诸如市电电源之类的源的低频(带外)干扰。另外,图3的链中的匹配滤波器18的放置的优点在于,下一空值(在该示例中在4kHz处)可以布置成与用于后续数字LPF 20的过渡带重合。数字LPF 20移除4kHz以上的所有频率,从而允许到8kHz的下采样(根据奈奎斯特定理,为了避免混叠失真,合期望的是移除超过采样频率的一半的所有频率)。然而,如图12中示意性图示的,没有低通滤波器是完美的,并且实际上将具有通带64与阻带68之间的过渡带66。通过在LPF 20之前应用匹配滤波器18,4kHz(例如)处的空值可以布置成处于LPF 20的过渡带66内。另外,以上描述的干扰切除涉及从频域到时域并且再次返回的变换。这暗示着在时域中具有尽可能宽的窗口是合期望的,其暗示着想要尽可能低的采样频率。通过在LPF 20之前应用匹配滤波器18,已知整个频谱处于0Hz与4kHz之间。
干扰切除发生在8kHz采样频率处,从而对应于三进制曼彻斯特物理层的基带信号带宽(~4kHz)。如所提到的,通过使用N点FFT和IFFT,例如使用长度N=2048个点的FFT(8kHz处的接连时间样本),干扰切除发生在频域中。
将输入划分成N个接连时间样本的块。在实施例中,每一个块与以诸如汉明窗口之类的升余弦窗口(具有滚降(roll-off)1的升余弦)的形式的窗口函数40相乘,窗口在时域中具有宽度N。然后使用N点FFT将每一个块转换到频域,从而导致频率的N维矢量。时域中的乘法对应于频域中的卷积。因而在频域中,离散的干扰音调fi(例如由于PWM所致的矩形波的基波或谐波)导致正弦曲线与窗口函数的卷积。矩形窗口函数60和升余弦窗口函数62的示例在图10的顶部处示意性地示出,并且窗口函数W与干扰音调fi在频域中的所得卷积的示例在图10的底部处示意性地图示。如果窗口在其边缘不连续,则干扰音调的宽度在频域中伴随着1/f;如果窗口的一阶导数在其边缘不连续,则该音调的宽度伴随着1/f2;并且如果二阶导数不连续,则音调的宽度伴随着1/f3。合期望的是,使这些音调的宽度在频域中保持尽可能地窄(以在被切除时最小化失真),因此有利的是,选择仅在其二阶导数中不连续的窗口函数。升余弦窗口具有该性质。汉明窗口是以滚降1参数化的升余弦窗口。
在实施例中,划分输入使得N个接连时间样本的块彼此重叠。在汉明窗口(具有滚降参数1的升余弦)的情况中,给予每一个块与其相邻块的N/2个样本的重叠。这样的原因在图11中示意性地图示。非矩形窗口函数具有以下效果:来自窗口边缘的样本在时域中衰减。因而重叠区被布置成对应于其中时域信号通过窗口函数衰减的区。当块转换回到时域中并且加在一起时,重叠区组合以撤消来自窗口函数的边缘的衰减效果。在实施例中,这将在时域中恢复平坦函数。对于汉明窗口(具有滚降1的升余弦),半个块(N/2)的重叠将具有该效果。可替换地,具有小于1的滚降的升余弦窗口可以通过取决于滚降而将重叠布置成小于一半来实现这种相同效果。
在另外的实施例中,在频域中,干扰消除模块28可以舍弃所述频率的N维矢量的前几个和后几个分量。这是因为这些分量由于固定点计算而往往非常不稳定。
接下来,干扰消除模块28计算作为标准阈值曲线(频谱密度)的纯量倍数的频域阈值曲线。
图5示出在没有干扰的情况下阈值掩蔽和想要的信号的频谱。如使用2048点FFT所计算的随机频谱应用到所接收到的信号的汉明窗口部分(块)。对于每一个FFT块,计算频域阈值曲线,其将在想要的信号的连续频谱和干扰者的离散频谱之间区分。频域阈值曲线是三进制曼彻斯特的功率谱密度的经缩放版本或其简化近似。集中在1750Hz处的升余弦被用作针对从0到4kHz的频率的近似。
频域阈值曲线的缩放是所计算的随机频谱的积分的线性函数。缩放使得在没有干扰的情况下没有频率分量越过阈值,即不发生切除。
图6示出包含想要的信号和干扰信号(SIR=-20dB处的240HZ PWM)二者的所接收到的信号片段的随机频谱。用于切除的实际频域阈值曲线是“阈值2”,因为在实施例中,在两个步骤中确定期望的缩放(以及要切除的频率)。
首先,通过取所计算的随机频谱的绝对值的积分的线性函数来获得缩放(导致阈值1)。也就是说,用于相关光编码方案(例如三进制曼彻斯特)的理论(预期)频谱密度曲线通过相应块中的总信号强度(积分功率或幅度)来缩放。这还可以包括通过某个因子的缩放以允许某个误差裕度(即在实践中一些合法信号分量可能落在略微高于理论频谱密度曲线的地方)。在实施例中,该因子可以是1.2或1.3。
其次,通过将相同的函数应用于所计算的随机频谱的经修改的绝对值来获得第二缩放,其中通过将大于其“阈值1”的频谱分量设置成等于零来从所计算的随机频谱的绝对值获得所计算的随机频谱的经修改的绝对值。也就是说,频谱密度现在通过总信号强度(积分功率或幅度)进行缩放,其中移除落在超过阈值1的地方的分量。这还可以再次包括通过因子的缩放以允许误差裕度,例如再次为1.2或1.3。最终切除通过将其绝对值超过“阈值2”的频率分量设置成等于零而发生。
在以上的概括中,应用阈值、切除分量和重新计算阈值的步骤可以再次重复一次或多次。即可以存在导致“阈值3”的三个步骤等。
要指出的是,在实施例中,以上计算仅必须针对N/2(复合)频率分量(0到4kHz)完成,因为真实信号的频谱在频域中是复共轭的。
在将前面提到的频域切除应用于每一个FFT块之后,使用N点IFFT将每一个经切除的频率块变换回到时域,从而造成时域中的经切除的真实N维矢量。
接下来,将时域中的所述经切除的真实N维矢量的前几个和后几个分量设置成零,因为这些分量由于固定点计算而往往非常不稳定。最后,将所得时域矢量添加到其在输出时间序列中的对应位置。
已经发现,在没有切除的情况下,甚至FFT和IFFT的16位固定点实现都不产生明显失真。
在实施例中,编码光数据可以在一个或多个分组中传送,其示例在图8中图示。分组包括包含以上讨论的用户数据的有效载荷58,以及还有包括用于在同步中使用的前同步码的报头56。有效载荷58具有在以上的干扰消除中使用的多个块的长度(例如80字节的用户数据)。前同步码包括可以包括多个正弦循环(例如2kHz处的20个循环)的时钟信号。初看之下,可能看起来干扰消除模块28将具有消除该期望的时钟音调的效果。然而,如图9中示意性示出的,在频域中,时钟信号对应于正弦曲线与通过前同步码的长度创建的矩形窗口函数的卷积(与矩形窗口卷积的正弦曲线给出汇函数)。这可以具有100到200Hz量级的频谱宽度。然而,该相同正弦时钟信号与非矩形窗口函数40(例如升余弦)的卷积对应于所切除的窄得多的毛刺,可能地具有10Hz量级的宽度。因此可以指出的是,在实施例中,以及为实际数据58留下可忽略或可容许的失真,以上讨论的频率切除不需要破坏包括在分组前同步码中的时钟信号56。
将领会到的是,已经仅仅作为示例而描述以上实施例。
例如,本文所公开的技术不限于根据信号强度的任何特定度量而实现。例如,信号强度可以根据功率或幅度表达。另外,将领会到的是,在给定时间内累积的信号能量是功率的度量。类似地,有限时间窗口中的能量谱密度是功率谱密度的度量。还可以采用表示光中的信号的其它方式。另外,本公开内容不限于诸如傅里叶变换或FFT之类的任何特定形式的变换。其它种类的变换本身对本领域技术人员将是熟悉的,例如离散余弦变换(DCT)。
在以上讨论“离散”和“连续”信号的想法的情况下,将领会到的是,在任何数字表示中,差异在某种程度上是近似的。(伪)随机数据的频谱是连续的,因为连续点中的频谱分量的强度遵循近似“平滑”分布,而干扰音调可以被视为是离散的,因为它们仅导致从连续频谱之中“挑出”的非连续单独分量(点),或者可能地挑出的连续分量的小型非连续分组。
另外,在提到分量的强度“超过”阈值等的情况下,这可以是指“大于”或“大于或等于”类型的操作。
已经在消除来自诸如PWM光之类的矩形波形的干扰方面例示了上文,但是在其它应用中干扰可以采取其它形式,诸如正弦干扰或其它周期性干扰。另外,在干扰是“矩形”的情况下,包括方形波形的可能性。
在实施例中,干扰消除包括通过将其高度设置成零(将表示强度的值设置成零)来完全切除或掩蔽频谱分量。然而,在可替换的实施例中,消除可以包括降低这些分量的高度以降低干扰效果,而不是完全切除它们。
本领域技术人员在实践所要求保护的发明时,通过研究附图、公开内容和随附权利要求,可以理解和实现对所公开的实施例的其它变型。在权利要求中,词语“包括”不排除其它元素或步骤,并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其它单元可以实现在权利要求中叙述的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的仅有事实不指示这些措施的组合不能用于获益。计算机程序可以存储/分布在合适的介质上,诸如与其它硬件一起供给或者作为其部分的光学存储介质或固态介质,但是还可以以其它形式分布,诸如经由因特网或其它有线或无线电信***。权利要求中的任何参考标记不应当解释为限制范围。