CN105100968A - 基于mppsk调制的数字对讲机*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于MPPSK调制的数字对讲机***，其特征在于：用MPPSK调制作为数字对讲机的物理层调制解调方式。根据MPPSK调制信号的特殊频谱特性，本***利用现有数字对讲机体制中的频谱缝隙，或相邻频道间的空闲频谱，插空传输一路高速对讲信息。对于本***接收端，只需在数字基带完成现有数字对讲机的邻频或同频干扰消除，即可保证正常通信。发射机采用MPPSK体制作为数字对讲机的物理层调制方式，不占用额外的频谱资源，只利用现有数字对讲机体制中的频谱缝隙，或相邻频道间的空闲频谱，即可插空传输一路高速对讲信息；接收机只需在数字基带消除其他数字对讲机的邻频或同频干扰，即可保证MPPSK调制信号的正常解调。

Description

基于MPPSK调制的数字对讲机***

技术领域

本发明涉及数字移动通信领域的一种数字通信***，尤其涉及一种基于MPPSK调制的数字对讲机***。

背景技术

1.数字对讲机发展现状

对讲机通信属于专业无线电通信，最早起源于军队，后由于其在集群调度、应急通信、即时通信等方面的独特优势，被广泛应用于公安、消防、救护、石油化工和民用的建筑施工、物业管理、酒店餐厅、商场、学校等领域，在国民经济和日常生活中具有重要作用。

以往的对讲机都属于模拟对讲机，但是随着用户数量的增加，频谱资源日益紧张，同时用户需求也不断多样化，促使我国移动通信***中最后一个模拟设备——对讲机的数字化势在必行。相对于模拟对讲机，数字对讲机具有频率利用率高、话音质量好、能提供数据应用功能等附加业务、易于加密的四大优势。

同时随着微处理器、单片编解码器飞速发展，蜂窝公众移动通信与专业移动通信中的集群***已从第一代的频分多址(FDMA)模拟***发展成第二代的时分多址(TDMA)数字***。可是专业移动通信中的公众对讲机、专业调频机和无中心自集群***却一直没有实现数字化。欧洲在2005年才制定了ETSITS102数字对讲机标准：

(1)dPMR相当于数字公众对讲机标准，采用FDMA，信道间隔6.25kHz，有效全向辐射功率低于500mW；

(2)DMR相当于数字专业调频机标准，规定了空中接口、语音和一般业务功能、数据协议及一致性测试方法；

(3)DSRR相当于数字无中心自集群***标准，规定了***特性、信令协议、电台特性、射频技术指标和测量方法。

在企业产品研发方面：建伍和ICOM公司开发了模拟/数字双模、频分多址、信道间隔6.25kHz和12.5kHz自适应电台。英国CML公司开发了CMX7141基带芯片和CMX618低码率RALCWI语音编解码器，用以设计dPMR数字对讲机。摩托罗拉公司推出了DMR电台。

近几年来，国内的数字对讲机产业界开展了多项数字移动通信技术研究，积极推动数字对讲机产品开发与标准制订工作。2007年***发布信无函[2007]81号文“关于发布《数字对讲机***设备无线射频技术指标要求》(试行)的通知”，标志着我国数字对讲机的研发工作正式启动。2008年国标委综合[2008]154号文下达了由工业和信息化部主管的20080985-T-339《数字对讲设备技术要求和测试方法》国家标准制订计划项目。在2012年10月27日国家标准工作组会议上，FDMA标准方面有北京迅光达通信公司和福建联拓科技公司的两份提案；TDMA标准方面有海能达公司PDR、联拓公司ARC、广州海格天立通公司THA、摩托罗拉公司DMR等4份提案，表明数字对讲机的研发已到了刻不容缓的地步。但是纵观目前国内外现有的数字对讲机体制，如欧洲的TETRA、DMR、dPMR\NXDN\NDR标准，美国的P25标准，以及国内海能达的PDT标准等，它们不仅互不兼容，而且均未成为我国有关部门认可的标准。

现在国内急需开发出全新的数字对讲机体制，在关键技术指标上明显超过上述所有方案，为将来确定数字对讲机的国家标准、竞争国际标准，奠定基础。

2.MPPSK调制体制

1)“插空”传输思想

目前普遍采用的频谱管理模式可追朔到20世纪初，当时认为频谱是有限的自然资源，为了避免相互干扰，必须通过政府行为将其划分成很多小频段分配给不同需求的用户独占.香农、Nyquist按照理想矩形带宽所导出的信道容量和2Baud/Hz的单位频谱利用率理论极限，即与这种矩形频谱划分相适应，同样现有数字对讲机体系也沿用这种矩形独占式频谱划分方式。但如今资源短缺，可供数字对讲机利用的频谱资源也十分有限，因而提高信息传输体制本身的频谱利用率和能量利用率，方为治本之策。

现有数字对讲机频道间极窄的“空白”频谱资源实际上是浪费的，如果能更好地利用这些“空闲”频谱，对数字对讲机行业将是一次重大突破。超窄“频谱树”独占加较宽“频谱草”共享的非矩形频谱划分模式，为在这“空闲”频谱中进行“插空”信息传输提供了可能，为解决频谱需求提供了理论和技术思路。

2)MPPSK调制体制

为了提高数据传输速度，现代通信不得不朝着宽带甚至超宽带(UltraWideBand,UWB)技术方向发展，占用的频率资源越来越大，但是信息传输的带宽效率仍然不高。因此，最大限度地压缩无线传输频谱，提高频谱利用效率，具有重要的实际意义和直接的经济效益，也越来越成为当前研究的热点。其中多元位置相移键控(M-aryPositionPhaseShiftKeying，MPPSK)调制作为一种高频谱利用率调制技术，近年来备受关注，非常适合数字对讲机通信。

MPPSK调制(见“多元位置相移键控调制和解调方法”，发明专利号：ZL200710025202.1)的波形表达式如下：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\\ -{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\\ {\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t\&le;\left(k-1\right){\mathrm{KT}}_c,\\ \left(k-1\right){\mathrm{KT}}_c<t<(k-r_g){\mathrm{KT}}_c,\\ \left(k-r_g\right){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}& 1\&le;k\&le;M-1\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，ω_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，由r_g和整数M、N、K构成了改变信号带宽、传输效率和解调性能的“调制参数”。

当码元周期T＝NT_c＝2πN/ω_c时，MPPSK调制的码元速率R_B和比特速率R_b(以下简称“码率”)分别为

R_B＝f_c/N(2a)

R_b＝(f_c/N)log₂M(2b)

而且分析表明，当r_g＝0时如果满足

N＝(M-1)*K(3)

则MPPSK信号功率谱密度(PSD)中的离散线谱可完全消除，对于相邻频道的其它数字对讲机信号的干扰，可以更低。

3)冲击滤波器

为提高频谱利用率，MPPSK调制信号的“0”码元与“非0”码元在时域上差异很小，而在解调器中为突出这一差异，我们曾发明了一种所谓的“冲击滤波器”，用以突出MPPSK调制信号的相位跳变信息。该冲击滤波器最早采用一类特殊的无限冲激响应(IIR)的窄带数字带通滤波器来实现，由谐振频率非常靠近的一对共轭零点和至少两对共轭极点构成，在其通带内呈现出一个图15(a)所示极窄的陷波-选频特性，从而将MPPSK调制信号在“非0”码元处的信息调制转变为明显而强烈的寄生调幅冲击，输出信噪比得到显著提升，故称之为数字冲击滤波器，但在码元“0”处则无相应的波形冲击，如图15(b)所示(见“用于增强不对称二元调制信号的冲击滤波方法”，发明专利号：ZL200910029875.3。本发明所涉及的“冲击滤波”，出处均在于此，以下不再声明)。此时利用简单的幅度判决即可进行可靠的解调。

虽然上述IIR型数字冲击滤波器具有优异的解调性能，但由于其独特且苛刻的构成条件，也存在着诸多缺陷(详见“基于同一窄带滤波器的双载波ABSK通信***”，发明专利公开号：CN102932298A”)。为寻求更窄的等效矩形带宽和更高的接收机灵敏度，同时为与MPPSK信号频谱形成更完美的“匹配”，在IIR型数字冲击滤波器的基础上，我们又发明了一种“双零点冲击滤波器”(详见“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法，发明专利申请号：201310088183.2，公开号：CN103209152A)。该双零点冲击滤波器实质仍为一类特殊的IIR窄带数字带通滤波器，只是改为由谐振频率非常靠近的两对共轭零点和至少两对共轭极点构成，且因此在通带内的中心频率处呈现出2个极窄的陷波-选频特性，如图16(a)所示，同样可使MPPSK接收信号在信息调制处产生明显而强烈的寄生调幅冲击，如图16(b)所示。

总之，冲击滤波器的引入拓展了经典的滤波理论，极大提升了MPPSK通信***的解调性能；而其在实现方式上可采取数字或模拟滤波器、IIR或FIR滤波器、单零点或双零点的多样性，又增添了它的灵活性和通用性。

4)基于冲击滤波的MPPSK相干解调器

为进一步提高MPPSK通信***的解调性能，拓展匹配滤波理论，在上述“基于双零点冲击滤波器的MPPSK相干解调方法”中，将MPPSK接收信号分为两路：一路经窄带带通滤波以充分利用MPPSK接收信号富含载波信息的特点提取出本地相干载波，另一路则采用一个等效矩形带宽极窄的双零点冲击滤波器将MPPSK接收信号在“非0”码元处的相位调制转化为显著的寄生调幅冲击；然后对两路输出信号相乘后低通滤波以提取出包络信号；最后在抽样脉冲的指导下，即可采用简单的门限判决进行解调。由于再次充分利用了载波能量，因而与基于直接幅度判决的MPPSK非相干解调方案相比，该方法可显著提升MPPSK信号的解调性能。

5)MPPSK***的“码率域滤波”

我们曾在“一种兼容中波模拟调幅广播的复合调制***”(发明专利申请号：201310464224.3)中，在对AM-MPPSK复合调制接收信号进行冲击滤波并乘以相干载波转到基带频段后，直接利用模拟音频信号和MPPSK数字信号在频谱分布上的差异即可进行二者的完美分离，其关键则在于两者信息传输速率的合理设置，一般要求MPPSK信号的主要有用频谱的最低频率(一般取为该MPPSK信号的码率)必须高于音频信号所处频段的最高频率，此时分别采用相应通带和阻带的带通滤波器即可分离提取出所需信号。

同时我们在“一种基于MPPSK调制的共信道全双工***”(发明专利号：CN103957182A)中将上述做法命名为“码率域滤波”，其实质是利用接收信号和干扰信号的频谱分布差异进一步滤除干扰信号。由于信号的频谱分布与其对应的码率或信息速率直接相关，所以称之为“码率域”(本质上仍为频率域)滤波。理论分析认为，在对MPPSK信号进行冲击滤波、与相干载波相乘并经带通滤波后，其功率谱主瓣上位于1倍基波频率到8～10倍基波频率间的频谱便可代表其主要有用信息进行后续的相关解调，这里的基波频率即为MPPSK条调制信号的码率。

由于无论是DMR数字对讲机还是dPMR数字对讲机，其信息传输速率是固定的，然而MPPSK信号可以通过调制参数M和N控制传输速率，使得本***和现有数字对讲机之间的信息传输速率可以存在较大的差异，而这正天然契合上述的“码率域滤波”思想，从而有可能拓展应用到数字对讲机***中。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术存在的以上问题，提供一种基于MPPSK调制的数字对讲机***，该***利用传统数字对讲机***频谱划分的“结合部”或频谱缝隙，“插空”传输一路新的高速对讲信息，在保证更高频谱效率的同时仍具有良好通信性能，还不影响现有数字对讲机的传输，因此是一种可与现有数字对讲机并存的新型数字对讲机体制。

为实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：

一种基于MPPSK调制的数字对讲机***，所述MPPSK调制在一个码元周期[0,T＝NT_c]的表达式如下：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\\ -{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\\ {\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t\&le;\left(k-1\right)\left(K+r_g\right)T_c,\\ \left(k-1\right)\left(K+r_g\right)T_c<t<\&lsqb;\left(k-1\right)\left(K+r_g\right)+K\&rsqb;T_c,\\ \left(k-r_g\right){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}& 1\&le;k\&le;M-1\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，ω_c＝2πf_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g＜1为符号保护间隔控制因子，M、N、K为整数，用MPPSK调制作为数字对讲机的物理层调制解调方式，且码元速率R_B＝f_c/N至少要高于12.5kHz。

进一步的，根据MPPSK调制信号的特殊频谱特性，本***利用现有数字对讲机体制中的频谱缝隙，或相邻频道间的空闲频谱，插空传输一路高速对讲信息。

进一步的，对于现有数字对讲机接收端，只需在射频上滤除频道宽度外的MPPSK干扰(这对于任何数字对讲机产品都是已有的基本功能)；而对于本***接收端，只需在数字基带完成现有数字对讲机的邻频或同频干扰消除，即可保证正常通信。

进一步的，本***中所述数字调制信号采用多元位置相移键控，所述多元位置相移键控的表达式如式(1)所示：

1)N＝(M-1)*K，以消除所述MPPSK调制信号功率谱中的线谱并压低其功率谱边带电平，保证本***在数字对讲机频道空隙进行“插空”传输的同时对邻道其他数字对讲机干扰小；

2)所述多元位置相移键控调制信号传输码率至少要高于现有数字对讲机频道间隔。

进一步的，接收机在数字基带消除其他数字对讲机的邻频或同频干扰的方法包含以下步骤：

1)对所接收的MPPSK调制信号与干扰的混叠信号首先进行冲击滤波，将所述MPPSK调制信号中“非0码元”的相位变化转变为较强的寄生调幅冲击；

2)对冲击滤波输出信号结合乘以相干载波、带通滤波、相关解调以及适当的带阻滤波方法抑制对邻频或同频的其他数字对讲机干扰信号，并可靠地解调出MPPSK信号。

优选的，对于其他数字对讲机的同频干扰(f_c＝F_c)、近邻频干扰(|F-f_c|＜R_B)，甚远邻频干扰(|F-f_c|＞10*R_B)，采用所述接收处理过程进行干扰消除，其中带通滤波器的左截止频率应大于零频，通带频率设置为R_B～(8～10)*R_B，同时左右阻带衰减应尽量大，以利用接收MPPSK信号与现有数字对讲机信号的频谱分布差异滤除干扰信号，其中F_c为其他数字对讲机的载波频率，F为其他数字对讲机的干扰频谱。

优选的，对于其他数字对讲机的远邻频干扰(R_B≤|F-f_c|≤10*R_B)，采用适当的带阻滤波进行消除，其中带阻滤波器的阻带带宽应略大于远邻频干扰信号带宽，阻带衰减至少要大于-40dB。

优选的，所述接收端在消除了邻频或同频的数字对讲机干扰信号后，利用预存的经带通滤波后展宽的整个冲击波形样本序列作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，依次滑动固定步长至码元0,1，2...M-1或码元1,2，3...M的冲击出现位置后，分别与经带通滤波后的当前码元的MPPSK接收信号相乘并进行积分判决，将积分值最大者解调为对应的发送码元。

本发明的有益效果是:

1)频谱效率高，解调性能好

已有研究和公开测试表明MPPSK调制信号本身便具有远超现有常规通信体制的高频谱利用率。与数字对讲机技术的结合有利于推动我国数字对讲机技术的发展和推广；同时本***特有的“码率域滤波”和适当带阻滤波的接收方法，同时添加信道编码技术，又保证了对有用MPPSK信号的可靠解调。

2)兼容性好

目前国内外现有的数字对讲机体制，如欧洲的TETRA、DMR、dPMR/NXDN/NDR标准，美国的P25标准，以及国内海能达公司的PDT标准等，它们之间都互不兼容，不利于数字对讲机技术的发展和推广，然而根据本发明所述***特有的插空传输特性，可以与现有各种数字对讲机体制并存且互不干扰。

3)对相邻频道的信号干扰小

由于MPPSK调制信号是由“频谱树”和“频谱草”组成，其中“频谱树”带宽极窄，几乎就是载波的正弦信号频谱；而其频谱草比传统超宽带信号的功率谱密度更低，完全淹没在背景噪声之下，极易与现有无线通信***共存和电磁兼容。根据上述特性，对于最容易受本***干扰的左右相邻数字对讲机频道来说，只需在射频接收时，增加一个和频道宽度相近的带通滤波器，即可基本滤除本***的干扰。

4)对邻频或同频的干扰隔离度高

本***虽然容易受到邻频或同频其他数字对讲机的干扰，但是本***特有的“码率域滤波”和适当带阻滤波接收处理方法，可大幅滤除其他数字对讲机干扰信号。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1(a)是基于MPPSK调制的数字对讲机***的发射机原理框图；

图1(b)是基于MPPSK调制的数字对讲机***的接收机原理框图；

图1(c)是图1(a)***中MPPSK信号的功率谱；

图2是DMR数字对讲机中4FSK调制的特定符号与频偏的对应关系图；

图3(a)是MPPSK/EBPSK调制器的全数字实现；

图3(b)是MPPSK/EBPSK调制器的模拟电路实现；

图3(c)是MPPSK/EBPSK调制器的集成电路实现；

图4是DMR数字对讲机中4FSK调制信号的归一化功率谱和误码率曲线，干扰为加性高斯白噪声(AWGN)，无任何信道编码；

图5(a)是本领域常用的Costas锁相环原理框图；

图5(b)是提取出纯净且与锁相环输入信号同频同相的载波信号(幅度恒定的曲线，横坐标为采样点数)。

图6(a)是本***在同频干扰场景1下，接收MPPSK信号在数字基带处的MPPSK混叠信号的功率谱；

图6(b)是图6(a)在零频附近的局部放大图。

图7(a)是本***在近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2下，接收MPPSK信号在数字基带处的MPPSK混叠信号的功率谱；

图7(b)是图7(a)在零频附近的局部放大图。

图8(a)是本***在远邻频干扰存在场景3下，接收MPPSK信号在数字基带处利用带通滤波进行“码率域滤波”处理后的功率谱；

图8(b)是图8(a)在零频附近的局部放大图。

图9是本***在远邻频干扰存在场景3下，利用带阻滤波以滤除远邻频干扰后的功率谱图；

图10(a)是在载干比C/I＝-32.1dB情况下MPPSK信号的误码率曲线；

图10(b)是在载干比C/I＝-81.8dB情况下，其中MPPSK载波功率C＝0.5W，MPPSK信号的误码率曲线；

图11(a)是本***在近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2，在载干比C/I＝-48.2dB情况下，MPPSK信号的误码率曲线；

图11(b)是本***在近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2，在载干比C/I＝-97.9dB情况下，其中MPPSK载波功率C＝0.5W，MPPSK信号的误码率曲线；

图12(a)是本***在远邻频干扰存在场景3下，在载干比C/I＝-48.2dB情况下，MPPSK信号的误码率曲线；

图12(b)是本***在远邻频干扰存在场景3下，在载干比C/I＝-89.8dB情况下，其中MPPSK载波功率C＝0.5W，MPPSK信号的误码率曲线；

图13(a)是图12(a)通过卷积编码后的MPPSK的误码率曲线；

图13(b)是图12(b)通过卷积编码后的MPPSK的误码率曲线；

图14是载干比C/I＝-32.1dB的4FSK误码率曲线，其中MPPSK载波功率C＝0.5W。

图15(a)是IIR型数字冲击滤波器的幅频响应；

图15(b)是MPPSK信号通过图15(a)中冲击滤波器的输出波形。

图16(a)是双零数字冲击滤波器的幅频响应；

图16(b)是MPPSK信号通过图16(a)中冲击滤波器的输出波形。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

基于MPPSK调制的数字对讲机发射机***

用于替代现有数字对讲机体系中的调制方式(如DMR数字对讲机的4FSK调制方式)的高效调制方式，即MPPSK调制，是基于MPPSK调制的数字对讲机的关键因素，我们希望它同时具备以下3个条件：

①边带电平低。

要求基于MPPSK调制的数字对讲机的PSD边带电平在左右相邻对讲机频道带宽内至少低于载波60dB，是为了降低MPPSK信号对邻频或同频其它数字对讲机的干扰。

②符号速率高。

这有两方面用意：首先是任何数字传输***都希望能给用户提供尽可能高的数码率，特别是在数字对讲机信道，如果不能承载不低于现有数字对讲机标准所能达到的最低码率，就难以实现数字对讲通信；其次是为了从频谱上尽量区分MPPSK冲击信号包络与邻频或同频数字对讲机信号的需要，这将在“基于MPPSK调制的数字对讲机接收机***”的实现中进一步阐释。

③解调性能好。

这是任何数字传输***对于接收机(在此即数字对讲机接收端)的基本技术要求，既取决于接收机的技术水平，更受限于调制波形的信号体制。

在上述3个条件中：

“条件①”是必要条件，决定了基于MPPSK调制的数字对讲机的“合法性”，即不能损害现有数字对讲机用户的利益。从式(1)可知：通过选择较低的调制占空比即K:N，MPPSK已调信号的PSD边带电平均可任意压低，都能满足“条件①”，但MPPSK调制可望彻底消除PSD边带中的离散线谱而得到更低的边带，更可取；

“条件②”决定了基于MPPSK调制的数字对讲机的“先进性”，体现在频谱利用率的“高效性”和“复用性”上，应该尽力追求，而从式(2)可知，当M>2时，采用MPPSK调制可取得更高的传输速率，值得优先采用；

“条件③”体现了基于MPPSK调制的数字对讲机的能量利用率是否也能保持“高效性”，决定了该技术体制是否具有“实用性”，以及将来数字对讲机的技术复杂度。虽然MPPSK为多进制调制，即每一信号码元可承载log₂M比特，但每一比特的解调性能(即按照比特信噪比E_b/N₀考核)并不逊于M＝2时。

因此，综合权衡后，本发明的数字对讲机***，采用MPPSK调制体制，即如图1(a)所示的基于MPPSK调制的数字对讲机***的发射机原理框图。

图1(c)是***发射的基于MPPSK调制信号功率谱图。从图1(c)可见，即使所述MPPSK数字对讲机发射端不进行任何滤波或频谱成形，MPPSK调制信号功率谱的边带电平也可低于载波60dB。

2.基于MPPSK调制的数字对讲机接收机

根据背景技术所述，本发明所提出的基于MPPSK调制的数字对讲机接收机的原理框图如图1(b)所示，其关键环节如下：

1)接收的MPPSK调制信号进入冲击滤波器，将因MPPSK调制而产生的相位变化转变为幅度冲击后分为两路：一路直接输出到乘法器；另一路用于从MPPSK调制信号冲击滤波响应中提取出尽可能纯净且与之同频同相的载波后，输出到乘法器的另一个输入端。在乘法器中将两路信号相乘，实现对MPPSK调制冲击滤波信号包络的相干解调。

2)乘法器的输出为MPPSK冲击滤波信号包络与其他邻频或同频数字对讲机信号的混合(叠加)，二者在时间波形上完全混叠，在频谱上也可能混叠。本***因为是在数字对讲机频道与频道间隙中“插空”传输，会受到现有数字对讲机的邻频干扰或同频干扰。

同频干扰是指对讲机信号的载波频率和本***MPPSK调制的载波频率相同，邻频干扰是指对讲机信号的载波频率和本***MPPSK调制的载波频率不同。邻频干扰分为近邻频干扰(|F-f_c|＜R_B)，远邻频干扰(R_B≤|F-f_c|≤10*R_B)和甚远邻频干扰(|F-f_c|＞10*R_B)，其中R_B为所述MPPSK接收信号的码元速率,F为其他数字对讲机的干扰频谱，f_c为MPPSK信号的载波频率。同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰对本***来说，都是属于同一类干扰，可以利用本***与上述干扰信号在频谱分布上的差异进行“码率域”滤波。远邻频干扰是落在MPPSK信号的有用频段范围内，这时“码率域”滤波无效，本发明采用精心设计对应的带阻滤波器进行滤波。本发明在“基于MPPSK调制的数字对讲机发射机***”的设计中要求MPPSK调制的传输码率高，在此就是至少要高于现有数字对讲机频道间隔，以确保离MPPSK载波最近的左右相邻其他数字对讲机信号频道和同频的其他数字对讲机信号都是落在本***的近邻频干扰范围内，只需利用在频谱分布上的差异进行“码率域”上的滤波即可，降低了实现复杂度。

在此需要注意，本***对MPPSK接收信号经过“冲击滤波→乘以相干载波→带通滤波”的“码率域滤波”处理之后，只留下了其主瓣上位于1倍基波频率到8～10倍基波频率间的频谱便可代表其主要有用信息,这时需要经过对远邻频干扰判断处理模块，利用现有的本领域公知技术，判断是否存在远邻频干扰，如果存在，确定其干扰频谱范围。然后采用对应的带阻滤波器进行滤波，对于判断处理模块不属于本发明的内容，也不是本发明的关键，在此就假设已知是否存在远邻频干扰及其干扰频率范围。

3)对邻频或同频数字对讲机干扰信号消除处理后的MPPSK调制冲击滤波信号送入MPPSK解调器，解调出原始的数据码流。

4)本***所述的一种基于MPPSK调制的数字对讲机***和现有其他数字对讲机是共存关系，在保证现有其他数字对讲机体制不对本***造成影响的同时也需要确保现有其他数字对讲机体制的正常通信。根据本***特有的“频谱草”比传统超宽带信号的PSD更低，完全淹没在背景噪声下的特性，在现有其他数字对讲机射频接收端，已有的带通滤波器在滤除其他干扰信号的同时，也足以滤除本***对其的干扰。

综上所述，本发明的基于MPPSK调制的数字对讲机***可通过如下技术方案设计：

1.MPPSK调制器

1)MPPSK调制参数的选择

根据本说明书背景技术中有关“MPPSK传输体制”的内容所述，在选择MPPSK调制参数时应该尽量满足式(3)，即取r_g＝0和N＝(M-1)*K，这样可完全消除MPPSK已调信号功率谱中的离散线谱，对于左右相邻频道的其它数字对讲机信号的干扰，可以更低。将这一条件代入式(2a)，得到MPPSK调制的码元速率为

R_B＝f_c/N＝f_c/((M-1)*K)(5)

可见，此时码率与M、K和载频有关。根据式(5)的原则并结合仿真实验，即可在给定的载频下确定调制参数M和K的数值及最高码率。这里还要求保证MPPSK调制传输的码元速率R_B在数值上至少高于现有数字对讲机的频道间隔。

由于现在数字对讲机的标准很多，因此为简单且能说明问题，本实施例取DMR数字对讲机标准进行对邻频和同频干扰信号的仿真。

DMR标准的数字对讲机采用4FSK调制解调技术，R_B＝4800B_d(波特)，最大频偏D＝1.944kHz，其每个符号代表的频谱如图2所示。

根据4FSK调制信号的第一个零点之间的频率间隔计算的带宽近似为：

B_4FSK≈|f₃-f_-3|+2f_s(6)

其中f₃和f_-3分别表示为码元为‘3’和‘-3’的载频，其值分别为f₃＝F_c+1.944kHz和f_-3＝F_c-1.944kHz，f_s＝4.8kHz为码元速率。根据第一个零点之间的频率间隔计算得到理论上的带宽，由于DMR数字对讲机的频道间隔为12.5kHz，得4FSK调制信号的带宽变为B_4FSK＝12.5kHz，4FSK信号的基带最高频率为F_max＝6.25kHz。

为了保证MPPSK调制的传输码率至少高于4FSK信号频道间隔的要求。本实施例取MPPSK调制参数为f_c＝4.8MHz和K＝8、N＝128和M＝17进行仿真，此时由式(5)，得到R_B＝f_c/N＝37.5kB_d，满足要求，而码率则超过R_b＝R_Blog₂17＞150kbps，可传视频数据。

2)MPPSK调制器的实现

图3(a)给出MPPSK调制器的全数字化实施框图：具有M种取值的MPPSK码元序列控制多路选择器，从M组波形样本中选出与当前码元相对应的MPPSK调制波形数字样本，送数模转换器(DAC)直接转换成载频为f_c的模拟MPPSK已调信号输出；图3(b)则是MPPSK调制器的模拟实现方式，只需用信息序列即MPPSK码流控制电子开关即可直接输出模拟的MPPSK调制信号，显然比图3(a)的全数字实现方式简单、廉价，且能够用于更高的工作频率；图3(c)则是对图3(b)的改进，通过加入同相放大器来补偿反相放大器的时延，有利于工作在更高的载波频率和集成电路芯片集成。

3)DMR数字对讲机发射端

DMR数字对讲机采用4FSK调制，R_B＝4800B_d，其中每个符号携带2bit信息，则码率为R_b＝9.6kbps，最大频偏D为1.944kHz。本实施例中DMR数字对讲机采用数字正交合成调制，仿真结果如图4所示，其中4FSK信号在-40dB边带电平下的频谱宽度为8kHz<12.5kHz，满足DMR数字对讲机12.5kHz信道宽带的要求。

2.MPPSK解调器

本发明提出的基于MPPSK调制的数字对讲机***，在“插空”传输过程中，会与邻频或同频的DMR数字对讲机***相互干扰。然而在对MPPSK信号进行“码率域滤波”消除同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰的同时，带阻滤波接收处理可以滤除远邻频干扰，这一特点也正使得本发明可取得更高的邻频或同频干扰信号隔离度，具体过程如下：

1)冲击滤波

在“背景技术”中曾提及，冲击滤波器可采用数字滤波器或模拟滤波器实现，后者可更大地提升***性能，且又可避免对ADC大动态范围及高采样率的要求，因此本实施例可采用晶体滤波器设计得到冲击滤波器。

2)相干载波提取

尽管接收的MPPSK调制信号受到邻频或同频干扰，但仍含有较强的正弦载波，本实施例采用如图5(a)所示的本领域常用的Costas锁相环，从中提取出纯净且与锁相环输入信号同频同相的载波信号，如图5(b)所示，用于后续MPPSK调制冲击滤波信号包络的相干解调。

3)相干解调

在乘法器中将冲击滤波输出的MPPSK混叠信号与本地提取的相干载波信号相乘，由于充分利用了载波能量进行相干解调，故可望进一步提升对MPPSK调制信号的解调性能。另外，在与相干载波相乘后，MPPSK混叠信号的频谱被搬移到靠近零频的基带，为便于后续环节在基带进行处理奠定了基础。

4)“码率域滤波”和带阻滤波器

在相干解调后，乘法器的输出信号仍为有用MPPSK接收信号与邻频或同频强干扰4FSK信号的冲击滤波信号包络的混合(叠加)，二者在时间波形上完全混叠，在频谱上也基本重合，因此本发明在对MPPSK数字对讲机调制参数的设计之初就要求MPPSK调制的传输码率在数值上比现有数字对讲机频道间隔更高，又由于用MPPSK主瓣上位于1倍基波频率到8～10倍基波频率间的频谱便可重建所需的解调信息，因此本实施例设计两者相差3倍。由于4FSK信号对本***干扰分为邻频干扰和同频干扰，邻频干扰可细分为：近邻频干扰，远邻频干扰，甚远邻频干扰3种。

①同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰

对于同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰这3种情况，从频谱上看，干扰信号落在MPPSK调制信号的基波频率之内和10倍基波频率之外，此时可采用带通滤波器在“码率域”(本质上仍为频率域)提取出有用MPPSK接收信号，并隔离4FSK调制干扰信号。在本实施例中，设计同频干扰场景1和近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2进行仿真：

同频干扰场景1：只存在一路同频4FSK干扰，4FSK载波频率为F_c＝4.8MHz

本场景下，本***接收端：MPPSK调制信号经过冲击滤波和相干解调处理后，得到图6的功率谱，由于MPPSK和4FSK的载频相同，所以乘以载波f_c后，MPPSK信号和4FSK信号的频谱均搬移到零频，此时在零频附近，4FSK的带宽变为其基带带宽：

B_4FSK基带＝B_4FSK/2＝6.25kHz

由于MPPSK的码率R_B＝37.5kHz＞B_4FSK基带，所以MPPSK主瓣上基波频率(即R_B)以上的频谱资源不受4FSK同频信号干扰。

近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2：4路近邻频4FSK干扰与1路甚远邻频4FSK干扰

第1路4FSK信号载频：F_c1＝f_c-12.5kHz/2-12.5kHz＝4.78125MHz

第2路4FSK信号载频：F_c2＝f_c-12.5kHz/2＝4.79375MHz

第3路4FSK信号载频：F_c3＝f_c+12.5kHz/2＝4.80625MHz

第4路4FSK信号载频：F_c4＝f_c+12.5kHz/2+12.5kHz＝4.81875MHz

第5路4FSK信号载频：F_c5＝f_c+32*12.5kHz＝5.2MHz

本场景下，本***接收端：MPPSK调制信号经过冲击滤波和相干解调处理后，由于MPPSK信号和5路4FSK信号的载频不同，所以乘以载波f_c后，MPPSK信号频谱搬移到零频，然而由于2和3路4FSK信号的载频|F_c2orc3-f_c|＝6.25kHz，所以2路和3路4FSK搬移到6.25kHz附近，左右保持带宽不变为B_4FSK＝12.5kHz。同时1路和4路4FSK信号载频|F_c1orc4-f_c|＝18.75kHz，所以搬移到18.75kHz附近，左右保持带宽不变为B_4FSK＝12.5kHz。对于MPPSK基带频率而言，1～4路4FSK信号的邻频干扰频率范围“0～B_{4路4FSK低频}”其中B_{4路4FSK低频}＝2*B_4FSK＝25kHz，由于R_B＝37.5kHz＞B_{4路4FSK低频}，由此可得这1～4路4FSK的邻频干扰都在MPPSK的基波频率R_B之内。

同时，第5路4FSK信号的载频|F_c5-f_c|＝400kHz，所以第5路4FSK信号搬移到400kHz附近，左右保持带宽B_4FSK＝12.5kHz。5路4FSK信号对MPPSK信号的干扰频率范围是“(400-6.25)kHz～(400+6.25)kHz”即393.75kHz～406.25kHz。由于393.75kHz＞10*R_B，所以第5路4FSK信号的邻频干扰落在10*R_B之外，频谱分布如图7所示。

经上述分析，场景1和场景2的4FSK干扰都落在MPPSK调制信号的基波频率之内和10倍基波频率之外，因此在本***接收MPPSK信号时，可设计其带通滤波器的通带为“R_B～10*R_B”，至于该带通滤波器的左右截止频率，则希望其尽量靠近相应的通带频率以更多滤除干扰信号，即使得过渡带更窄更陡峭，这将同时增大设计难度，因此在具体实现时需综合性能与成本等条件酌情取舍。上述设计则可保证在最大程度上保持有用信息的同时尽可能滤除4FSK干扰信号。该带通滤波器以数字或模拟形式都可实现，考虑对降低ADC动态范围及采样率要求的需要，本实施例可采用晶体滤波器实现。

②远邻频干扰

上述“码率域滤波“处理方法只能滤除同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰情况，然而对于存在远邻频干扰情况下，“码率域滤波”不能去除干扰信号，因此在本发明提出“码率域滤波”和适当带阻滤波器结合的接收处理方法，可取得更高的邻频或同频干扰信号隔离度。其中“码域率滤波”滤除同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰，同时设计适当的带阻滤波器滤除远邻频干扰。

在本实施例中，对于存在远邻频干扰情况，设计远邻频干扰存在场景3进行仿真。

远邻频干扰存在场景3：4路近邻频4FSK信号干扰与一路远邻频4FSK信号干扰，其中1～4路4FSK信号和场景2相同。

第1路4FSK信号载频：F_c1＝f_c-12.5kHz/2-12.5kHz＝4.78125MHz

第2路4FSK信号载频：F_c2＝f_c-12.5kHz/2＝4.79375MHz

第3路4FSK信号载频：F_c3＝f_c+12.5kHz/2＝4.80625MHz

第4路4FSK信号载频：F_c4＝f_c+12.5kHz/2+12.5kHz＝4.81875MHz

第6路4FSK信号载频：F_c6＝f_c+6*12.5kHz＝4.875MHz

在本场景下，本***接收端：MPPSK调制信号经过冲击滤波和相干解调处理后，第1～4路4FSK信号和场景2中的1～4路相同，故采用和场景2相同的带通滤波器，进行“码率域滤波”处理，频谱如图8所示。

然而对于第6路的载频|F_c6-f_c|＝75kHz，所以搬移到75kHz附近，由于4FSK的信号带宽为B_4FSK＝12.5kHz，所以第6路4FSK信号的邻频信号对MPPSK基带频率的干扰范围为“(75-B_4FSK/2)kHz～(75+B_4FSK/2)kHz”，即68.75kHz～81.25kHz，其干扰在MPPSK的“1.5R_B～2.5R_B”之间，落在R_B～(8～10)R_B之间，影响了MPPSK的解调性能，根据要求带阻滤波器的阻带带宽应略大于远邻频干扰信号带宽，阻带衰减至少要大于-40dB，因此本实施例采用带阻滤波器的阻带范围为“64.75kHz～85.25kHz”，阻带衰减-50dB,以滤除第6路的4FSK信号的远邻道干扰，频谱如图9所示，同时则希望左右截止频率尽量靠近相应的阻带频率以保留有用的MPPSK信号，即使得过渡带更窄更陡峭，这同“码率域滤波”的带通滤波器过渡带设计原则一致，不再赘述。

5)MPPSK信号相关解调

在经上述“码率域滤波”和带阻滤波器结合的接收处理后，MPPSK信号的频谱已被限制在较窄的基带频段内，因而此时的ADC采样频率可大大降低，并同时降低了相关解调的运算量。我们可在接收端保留一段经带通滤波后的冲击序列m(t)作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，用来与带通滤波后的信号中码元0，1，2...M-1或1，2，3...M的冲击出现位置分别相乘后进行积分判决，将其中的积分值最大者判决为解调出的MPPSK码元。

6)DMR数字对讲机接收端4FSK信号解调

本***进行“插空”传输过程中，对DMR数字对讲机的干扰最严重情况是4FSK信号频道最近的左右边界。离4FSK频道越远的MPPSK信号，干扰就越小。因此在本实施例中，就只针对干扰最严重的情况进行仿真。对于DMR数字对讲机接收端，只需在4FSK信号解调前经过一个带通滤波器即可滤除本***的干扰。该滤波器的通带宽度与DMR数字对讲机频道间隔相近，阻带衰减越大越好。本实施例中该带通滤波器的带宽为12.5kHz，阻带衰减为-50dB，4FSK解调采用正交差分解调。

3、仿真结果

本实施例将主要针对误码率指标来验证本***的传输性能。

在上述根据不同干扰信号下分为3个场景：同频干扰场景1，近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2和远邻频干扰存在场景3。本实施例从不同载干比下的MPPSK误码率曲线对本***解调性能进行分析。

1)同频干扰场景1和近邻频干扰和甚远邻干扰并存场景2

由图10和图11可知，本***的MPPSK信号解调性能比AWGN下的解调性能好约1.5dB，主要是“码率域滤波”中的带通滤除器不仅能滤除4FSK干扰信号，也更多地滤除了噪声。可知在同频干扰、近邻频干扰和甚远邻频干扰下，通过”码域率滤波”可完全分离4FSK干扰和MPPSK信号。同时随着4FSK信号的功率加大，载干比降低，只要带通滤波器的阻带衰减够大，也基本能滤除4FSK信号，从而不影响MPPSK信号解调。

2)远邻频干扰存在场景3

由图12可知，在总共5路4FSK邻频干扰下，第1～4路的4FSK近邻频干扰是在MPPSK基波频率(数值上即为MPPSK码元速率R_B)内的干扰，可通过带通滤波去除，MPPSK信号的调制信息基本不受影响。

然而第6路的4FSK远频干扰是在MPPSK信号基波频率R_B～(8～10)R_B内的干扰，需要设置特定的带阻滤波滤除。由于第6路4FSK干扰毕竟是在MPPSK的有用信息频段范围内，多少都影响到MPPSK的解调，所以解调性能劣于经典的AWGN信道解调性能，但还是在可以接受的范围内，性能损失可以通过信道编码补偿。同时随着载干比的增大，只要带阻滤波器的阻带衰落足够大，可基本滤除4FSK远邻频干扰信号，对MPPSK信号的解调性能影响不大。

针对远邻频干扰下，即4FSK信号干扰在MPPSK的基波频率R_B～(8～10)*R_B内的情况，会有一部分性能损失，所以本实施例采用卷积编码进行补偿，信道编码参数为：卷积码(2,1,9)，硬判决的维特比译码，仿真结果如图13可知，卷积码提升MPPSK的解调性能，使其优于在AWGN信道的性能，在误码率10e-3左右，有约7dB的解调性能提升。

3)DMR数字对讲机的解调性能

本实施例采用“MPPSK解调器”中第6小节所述的本***对DMR数字对讲机的干扰最严重情况进行仿真，其中4FSK的误码率曲线如图14所示。由图14可知，在AWGN信道条件下且不采用任何信道编码时，一定功率范围内的MPPSK信号对4FSK干扰不大，基本不影响现有数字对讲机通信。

以上结果表明，本发明提出的基于MPPSK调制的数字对讲机***是一种新型的数字对讲机体制，具有高频谱利用率，可以利用现有数字对讲机的频谱空隙进行“插空”传输，解决频谱资源短缺的现状。最为关键的，本***仅通过MPPSK独有的“码率域滤波”和适当带阻滤波相结合的接收处理方式，就可获得极高的邻频或同频隔离度，保证了本***的可靠通信，因而有重要的实用价值。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于MPPSK调制的数字对讲机***，所述MPPSK调制在一个码元周期[0，T＝NT_c]的表达式如下：

$s_k\left(t\right)=\left\{\begin{array}{ccc}{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,& 0\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,& k=0\\ \left\{\begin{array}{c}{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\\ -{\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\\ {\mathrm{sin\&omega;}}_{c}t,\end{array}\right.& \begin{array}{c}0\&le;t\&le;\left(k-1\right)\left(K+r_g\right)T_c,\\ \left(k-1\right)\left(K+r_g\right)T_c<t<\&lsqb;\left(k-1\right)\left(K+r_g\right)+K\&rsqb;T_c,\\ \left(k-r_g\right){\mathrm{KT}}_c\&le;t<{\mathrm{NT}}_c,\end{array}& 1\&le;k\&le;M-1\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，ω_c＝2πf_c为调制载波的角频率，T_c＝2π/ω_c为载波周期，0≤r_g<1为符号保护间隔控制因子，M、N、K为整数，其特征在于：使用所述的MPPSK调制作为数字对讲机的物理层调制解调方式，且码元速率R_B＝f_c/N至少要高于12.5kHz。

2.根据权利要求1所述的数字对讲机***，其特征在于：根据MPPSK调制信号的特殊频谱特性，该***利用现有数字对讲机体制中的频谱缝隙，或相邻频道间的空闲频谱，插空传输一路高速对讲信息。

3.根据权利要求1所述的数字对讲机***，其特征在于：在该***的接收端数字基带完成现有数字对讲机的邻频或同频干扰消除，即可保证正常通信。

4.根据权利要求1所述的数字对讲机***，其特征在于：该***中的数字调制信号采用多元位置相移键控，所述多元位置相移键控的表达式如式(1)所示：

1)N＝(M-1)＊K，以消除所述MPPSK调制信号功率谱中的线谱并压低其功率谱边带电平，保证本***在数字对讲机频道空隙进行插空传输的同时对邻道其他数字对讲机干扰小；

2)所述多元位置相移键控调制信号传输码率至少要高于现有数字对讲机频道间隔。

5.根据权利要求3所述的数字对讲机***，其特征在于：接收机在数字基带消除其他数字对讲机的邻频或同频干扰的方法包含以下步骤：

1)对所接收的MPPSK调制信号与干扰的混叠信号首先进行冲击滤波，将所述MPPSK调制信号中非0码元的相位变化转变为较强的寄生调幅冲击；

2)对冲击滤波输出信号结合乘以相干载波、带通滤波、相关解调以及适当的带阻滤波方法抑制对邻频或同频的其他数字对讲机干扰信号，并可靠地解调出MPPSK信号。

6.根据权利要求3所述的数字对讲机***，其特征在于：对于其他数字对讲机的同频干扰(f_c＝F_c)、近邻频干扰(|F-f_c|<R_B)，甚远邻频干扰(|F-f_c|>10＊R_B)，采用所述接收处理过程进行干扰消除，其中带通滤波器的左截止频率应大于零频，通带频率设置为R_B～￣(8～￣10)＊R_B，同时左右阻带衰减应尽量大，以利用接收MPPSK信号与现有数字对讲机信号的频谱分布差异滤除干扰信号，其中F_c为其他数字对讲机的载波频率，F为其他数字对讲机的干扰频谱。

7.根据权利要求3所述的一种基于MPPSK调制的数字对讲机***，其特征在于：对于其他数字对讲机的远邻频干扰(R_B≤|F-f_c|≤10＊R_B)，采用适当的带阻滤波进行消除，其中带阻滤波器的阻带带宽应略大于远邻频干扰信号带宽，阻带衰减至少要大于－40dB。

8.根据权利要求3、5、6或7中任意一项所述的数字对讲机***，其特征在于：所述接收端在消除了邻频或同频的数字对讲机干扰信号后，利用预存的经带通滤波后展宽的整个冲击波形样本序列作为相关运算模板或匹配滤波冲激响应，依次滑动固定步长至码元0，1，2...M－1或码元1，2，3...M的冲击出现位置后，分别与经带通滤波后的当前码元的MPPSK接收信号相乘并进行积分判决，将积分值最大者解调为对应的发送码元。