CN105099188A - Dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

公开了一种DC-DC变换器。所述DC-DC变换器包括：n个变换器，所述n个变换器彼此并联，并且被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压，其中，所述n是2或2以上的整数；以及，控制单元，所述控制单元被配置为将n个感测电流的平均值分别与从所述n个变换器感测的n个感测电流作比较，以调整所述第一脉冲信号的所述占空比。

Description

DC-DC变换器

技术领域

实施例涉及DC-DC变换器。

背景技术

在使用电力的领域中，需要将电压从低压升高到高压或将电压从高压降低为低压。

为此，对作为各种升压降压变换器之一的DC-DC变换器，进行了建模和分析的研究。

DC-DC变换器可以被分类为绝缘型(insulationtype)和非绝缘型(non-insulationtype)。

可以通过使用具有磁芯的变压器来绝缘该绝缘型变换器的输入和输出，使得可以保证稳定性。可以通过调整匝数比来调整该绝缘型变换器的升压降压比率。

降压变换器是DC-DC变换器中的一种类型，其包括正向变换器、半桥变换器和全桥变换器。降升压型变换器包括反激变换器。

具体地说，因为反激变换器即使仅使用一个开关装置也能操作，所以可以以低成本来实现反激变换器。

另外，当驱动DC-DC变换器时，使用负反馈控制单元来感测和控制DC-DC变换器的输出信号的误差。可以在单个芯片上实施该DC-DC变换器和该负反馈控制单元，这被称作开关模式供电单元。

近来，为了设计高电流DC-DC变换器，多个DC-DC变换器彼此连接，使得实现高电流DC-DC变换器。然而，当控制高电流DC-DC变换器时，因为在变换器之间的部件偏差，电流被集中到一个变换器中。

发明内容

实施例提供了能够处理高电流的DC-DC变换器。

实施例提供了一种控制单元，用于控制能够处理高电流的DC-DC变换器。

实施例提供了一种用于控制DC-DC变换器的控制单元，其能够在使用三角波的电流模式控制方案中处理高电流。

实施例提供了一种控制单元，用于在并行地驱动多个DC-DC变换器的同时控制在各个DC-DC变换器的输出电流之间的平衡。

根据一个实施例，提供了一种DC-DC变换器，其包括：n个变换器，所述n个变换器彼此并联，并且被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压，其中，所述n是2或2以上的整数；以及，控制单元，所述控制单元被配置为将从所述变换器感测的n个感测电流的平均值分别与所述n个感测电流作比较，以调整所述第一脉冲信号的占空比。

所述控制单元包括：电流感测单元，所述电流感测单元被配置为检测和放大所述n个感测电流以输出n个第一输出电压；求均值单元，所述求均值单元被配置为对所述n个第一输出电压求均值，以输出平均电压；电流平衡单元，所述电流平衡单元被配置为将所述平均电压与所述n个第一输出电压作比较，以输出n个第二输出电压；以及，三角波产生单元，所述三角波产生单元被配置为产生n个三角波，所述n个三角波具有根据所述n个第二输出电压的每一个而调整的梯度。

所述电流感测单元包括第一至第n电流感测子单元，并且，所述第一至第n电流感测子单元的每一个检测所述n个感测电流中的一个并输出所述n个第一输出电压中的一个。

所述电流平衡单元包括第一至第n电流平衡子单元，并且，所述第一至第n电流平衡子单元的每一个将所述平均电压与所述n个第一输出电压中的一个作比较，以输出所述n个第二输出电压中的一个。

所述三角波产生单元包括第一至第n三角波产生子单元，并且，所述第一至第n三角波产生子单元的每一个输出所述n个三角波中的一个，所述n个三角波中的一个具有根据所述n个第二输出电压中的一个的电平的梯度。

所述控制单元进一步包括：误差放大器，所述误差放大器被配置为将所述n个变换器的n个输出电压的每一个与参考电压作比较，并且放大所述n个输出电压的误差以输出n个控制信号；以及，比较器，所述比较器被配置为将所述n个控制信号中的一个与所述n个三角波中的一个作比较以控制所述n个变换器的每一个的第一开关中的一个。

所述控制单元进一步包括n个恒流源，所述n个恒流源被配置为根据所述n个第二输出电压的每一个来提供相互不同的电流。

所述三角波产生单元包括：n个电容器，所述n个电容器使用从所述n个恒流源的每一个输出的n个恒流的每一个来充电；n个第二开关装置，所述n个第二开关装置被配置为控制所述n个电容器的每一个的充电或放电；以及，三角波控制单元，所述三角波控制单元被配置为控制所述n个第二开关装置以接通或关断。

所述三角波控制单元基于所述n个电容器的被充电电压中的一个和所述n个控制信号中的一个来控制所述n个第二开关装置中的一个。

所述三角波是在所述电容器的两端之间的电压。

根据另一个实施例，提供了一种DC-DC变换器，所述DC-DC变换器包括：多个变换器，所述多个变换器彼此并联，并且被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压；电流感测单元，所述电流感测单元被配置为通过流过感测电阻器的所述变换器的输出电流来放大感测电压，以输出第一输出电压；以及，电流平衡单元，所述电流平衡单元被配置为放大在所述第一输出电压的平均电压与所述第一输出电压中的一个之间的差信号，以输出第二输出电压，其中，根据所述第二输出电压的电平来控制所述第一脉冲信号的占空比。

所述电流感测单元的每一个包括：第一放大器，所述第一放大器被配置为同相放大所述感测电压；以及，第二放大器，所述第二放大器被配置为放大在所述第一放大器的输出与所述感测信号之间的差信号。

所述电流平衡单元的每一个包括第三放大器，所述第三放大器被配置为放大在所述第二放大器的输出电压与所述平均电压之间的差信号。

所述DC-DC变换器进一步包括恒流源，所述恒流源被配置为基于所述第三放大器的输出电压来输出恒流。

所述DC-DC变换器进一步包括三角波产生单元，所述三角波产生单元被配置为通过从所述恒流源输出的电流来产生三角波。

根据从所述三角波产生单元输出的所述三角波的梯度来控制所述第一脉冲信号的占空比。

所述三角波产生单元包括：电容器，所述电容器使用从所述恒流源输出的电流来充电；第二开关装置，所述第二开关装置连接到所述电容器，并且被配置为将所述电容器连接到接地以将所述电容器放电；以及，三角波控制单元，所述三角波控制单元被配置为控制所述开关装置。

所述三角波控制单元被配置为根据所述电容器的被充电电压来接通或关断所述第二开关装置。

所述DC-DC变换器进一步包括求均值单元，所述求均值单元被配置为产生所述平均电压，并且其中，所述求均值单元包括缓冲器，所述缓冲器被配置为对所述第一输出电压求均值以输出所述平均电压。

根据又另一个实施例，提供了一种包括DC-DC变换器的能量存储***的电源，所述DC-DC变换器包括：n个变换器，所述n个变换器彼此并联并且被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压，其中，所述n是2或2以上的整数；以及，控制单元，所述控制单元被配置为将n个感测电流的平均值分别与所述n个感测电流作比较，以调整所述第一脉冲信号的占空比，其中，从所述变换器的每一个来感测所述n个感测电流。

实施例提供了一种能够处理高电流的DC-DC变换器以及用于控制DC-DC变换器的控制单元。另外，实施例提供了一种用于控制能够处理高电流的DC-DC变换器的控制单元，所述控制单元能够使用三角波在电流模式控制方案中控制所述DC-DC变换器。实施例提供了一种控制单元，用于在并行地驱动多个DC-DC变换器的同时控制在各个DC-DC变换器的输出电流之间的平衡，使得当感测到所述DC-DC变换器的输出电流时可以减少消耗的电力。

附图说明

图1是示出根据一个实施例的DC-DC变换器的电路图。

图2是图示DC-DC变换器的电压模式控制方案的电路图，并且图3是图示图2的控制信号的驱动波形的波形图。

图4是图示DC-DC变换器的电流模式控制方案的电路图，并且图5是图示图4的控制信号的驱动波形的波形图。

图6是图示驱动多个DC-DC变换器的方案的框图，每一个DC-DC变换器包括相位调制单元，并且图7是图示由图6的每一个块感测的感测电流的波形图。

图8是示出根据第一实施例的DC-DC变换器和用于控制该DC-DC变换器的控制单元的电路图。

图9是示出根据第一实施例的三角波产生单元的电路图，并且图10是示出根据第一实施例的三角波产生单元的驱动波形的波形图。

图11是示出根据第一实施例的构成三角波产生单元的恒流源的电路图。

图12至图14是图示当在电流不连续模式中控制实施例时的驱动波形的视图。

图15是示出在电流不连续模式中的电感器电流iL的波形的波形图。

图16和图17是图示在电流连续模式中引起的问题的视图。

图18是示出根据第二实施例的DC-DC变换器的电流平衡控制单元的框图。

图19是示出根据第二实施例的在并行驱动DC-DC变换器的情况下的电流平衡控制单元的框图。

图20是示出根据第二实施例的DC-DC变换器的电路平衡控制单元的电路图。

图21是示出根据第二实施例的包括三角波控制单元的DC-DC变换器的电流平衡控制单元的电路图。

具体实施方式

以下，将参考附图描述根据一个实施例的多输出变换器。虽然已经参考其多个说明性实施例而描述了实施例，但是应当明白，本领域内的技术人员可以设计落在本公开原理的精神和范围内的多个其他修改和实施例。在附图中所示的设备的厚度和大小可能夸大以利于方便或清楚。贯穿说明书，相同的附图标号表示相同的元件。

图1是示出根据一个实施例的DC-DC变换器的电路图。

一个实施例可以包括多个DC-DC变换器100。

DC-DC变换器100可以基于控制信号来改变输入电力Vi的电平，以向输出端提供输出电压Vo。多个DC-DC变换器100可以彼此并联在输入电力Vi的输入端和输出电力Vo的输出端之间，并且可以被并行地驱动。单个输入电力Vi可以被分支以输入到多个DC-DC变换器100，并且从DC-DC变换器100的每一个输出的电压Vo可以被输出到单个输出端。即，DC-DC变换器100可以分别地处理输入电力Vi以输出单个输出电压Vo。

当使用单个DC-DC变换器来设计高电流DC-DC变换器时，在单个DC-DC变换器中的装置的大小会增加，并且复杂度可能增加。然而，根据实施例，多个DC-DC变换器100彼此并联，使得可以减少由DC-DC变换器100的每一个处理的电流的值。因此，可以获得高的功率输出，同时防止在DC-DC变换器100中的装置的大小过大地增大，并且不引起电路复杂。

DC-DC变换器100可以通过预定过程从原始输入电力Vi获得输出电力Vo的期望水平。为此，需要控制以获得期望的输出电力Vo。具体地说，即使在输入电压Vi和负载电流改变的情况下，也需要控制来获得良好调整的输出电压Vo。

控制DC-DC变换器100的方案被分类为电压模式控制方案和电流模式控制方案。

<电压模式控制方案>

图2是图示DC-DC变换器的电压模式控制方案的电路图，并且图3是图示图2的控制信号的驱动波形的波形图。

首先，将参考图2和图3来描述电压模式控制方案，作为一个实例，将描述降压型DC-DC变换器100。

在降压型变换器中，输出电压Vo低于输入电压Vi。

电压模式控制型DC-DC变换器100可以包括L-C(电感器-电容器)滤波器，该L-C滤波器包括二极管D、电感器L和电容器C、负载电阻器R和开关装置SW。

开关装置SW可以包括由控制单元200控制的晶体管，其中，开关装置SW的一端连接到输入电源Vi的一端，并且开关装置SW的另一端连接到二极管D的阴极。电感器L的一端可以连接到二极管的阴极，并且电感器L的另一端可以连接到电容器的一端。电容器的另一端可以连接到二极管的阳极和输入电源Vi的另一端。负载电阻器R可以与电容器C并联。

DC-DC变换器100的输出电压根据电压模式控制方案被反馈到控制单元200，使得控制单元200可以产生PWM(脉宽调制)信号，用于控制DC-DC变换器100的开关装置SW。

控制单元200可以包括误差放大器210、比较器220和开关驱动单元230。

误差放大器210基于通过经由第一和第二电阻器R1和R2将输出电压Vo分压而获得的分压来放大DC-DC变换器100的输出电压Vo的误差，以便输出控制电压Vc。

误差放大器210可以包括第一运算放大器OP1，其中，DC-DC变换器100的输出电压Vo通过第一和第二电阻器R1和R2被施加到第一运算放大器OP1的反相端，并且，参考电压Vref被施加到第一运算放大器OP1的同相端。

误差放大器210将从DC-DC变换器100通过第一和第二电阻器R1和R2提供的输出电压Vo与参考电压Vref作比较以输出误差来作为比较结果，并且放大该误差。然后，放大的误差被输入到比较器220。

比较器220基于来自误差放大器210的控制电压Vc来产生如图3中所示的方波脉冲(PWM)。

可以使用第二运算放大器OP2来实现比较器220，其中，来自误差放大器210的控制电压Vc被施加到第二运算放大器OP2的同相端，并且向第二运算放大器OP2的反相端施加斜坡信号。

比较器220可以将该斜坡信号和来自误差放大器210的控制电压Vc相互比较，以产生用于驱动DC-DC变换器100的方波脉冲。因此，控制单元200控制与DC-DC变换器100的输出误差对应的脉宽，使得可以使DC-DC变换器100的输出电压Vo稳定。

开关驱动单元230可以基于作为比较器220的输出信号的方波脉冲来驱动DC-DC变换器100。即，控制在DC-DC变换器100中所包括的开关装置的接通和关断，使得可以恒定地保持DC-DC变换器100的预设电压(期望的输出电压Vo)。

参见图3，可以明白在PWM信号的占空比和控制电压Vc和斜坡信号之间的关系。当斜坡信号的电平等于或小于控制电压Vc的电平时，输出高的PWM信号。当斜坡信号的电平大于控制电压Vc的电平时，输出低的PWM信号。在该情况下，当控制斜坡信号的频率时，PWM信号的接通时间和关断时间可以改变。因此，可以通过控制斜坡信号的频率来确定DC-DC变换器100的开关频率。

<电流模式控制方案>

图4是图示DC-DC变换器的电流模式控制方案的电路图，并且图5是图示图4的控制信号的驱动波形的波形图。

电流模式控制方案是以预定频率的时钟来接通开关并且当开关电流或电感器电流达到设定值时关断开关的控制方法。

参见图4和图5，电流模式控制型DC-DC变换器100可以包括L-C(电感器-电容器)滤波器，该L-C滤波器包括二极管D、电感器L和电容器C、负载电阻器R和开关装置SW。

DC-DC变换器100的输出电压根据电流模式控制方案被反馈到控制单元200，使得控制单元200可以产生用于控制DC-DC变换器100的开关装置SW的PWM(脉宽调制)信号。

控制单元200可以包括误差放大器210、比较器220和RS锁存器。

当查看操作时，通过恒频时钟来设置RS锁存器。当通过该设置来接通开关时，开关电流isw开始增大。同时，比较器220将开关电流isw的峰值与误差放大器210的输出ic作比较。因此，当开关电流isw达到设定值时，RS锁存器被复位，使得Q被阻挡。因此，确定占空比D，并且重复上述操作，使得可以获得具有期望的电平的恒定输出电压Vo。开关电流isw可以是流过开关装置SW、电感器L、二极管D和输出电阻器R的电流之一。

同时，在电流模式控制方案中，当占空比等于或大于50％时，可以另外执行斜坡补偿以防止谐波出现。

<驱动包括相位调制单元的多个DC-DC变换器的方案>

图6是图示驱动多个DC-DC变换器的方案的框图，其中每一个DC-DC变换器包括相位调制单元，并且图7是图示由图6的每一个块(多个DC-DC变换器的每一个)感测的感测电流的波形图。

在该图中，块A、B、C和D可以分别表示四个DC-DC变换器。

将参考图6来描述根据上述的电流模式控制方案驱动多个DC-DC变换器100的方法。

DC-DC变换器100的单个输出电压Vo可以被施加到相位调制单元300。作为DC-DC变换器100的输出电压的输出电压Vo可以是通过控制单元200的分压器获得的分压Vd。

相位调制单元300可以通过相移来输出具有90度相差的输出。

可以在块A、B、C和D的单元中分别地感测DC-DC变换器100的感测电流，并且，可以在块A、B、C和D的单元中将感测电流相移，以减少纹波。因此，当具有互不相同的相位的输出彼此叠加从而彼此互补时，相比于单个DC-DC变换器可以减少纹波，使得可以改善电磁波性质。

同时，在附图中描述了四个DC-DC变换器100和对应的四个相位调制单元300，但是实施例不限于此，并且可以包括三个DC-DC变换器100和三个相位调制单元300。在该情况下，相位调制单元300可以分别具有执行相移0、120和240度的功能。

<使用三角波的电流模式控制型DC-DC变换器>

图8是示出根据第一实施例的DC-DC变换器和用于控制该DC-DC变换器的控制单元的电路图。

参考图8来描述根据第一实施例的通过使用三角波来控制电流模式控制型DC-DC变换器100的方法。

根据第一实施例的DC-DC变换器100可以包括被并行地驱动以便获得高功率的多个DC-DC变换器100，并且，在图8中描述了DC-DC变换器100中的一个。

第一实施例可以包括DC-DC变换器100、控制单元200和三角波产生单元400。

控制单元200可以包括误差放大器210、比较器220和RS锁存器。

查看操作，通过恒频时钟来设置RS锁存器。可以与该设置同步地产生脉冲信号。

比较器220将三角波的峰值与误差放大器210的输出ic作比较。因此，当三角波达到设定值ic时，RS锁存器被被重设，使得Q被阻挡。因此，确定占空比D，并且重复上述操作，使得可以获得具有期望的电平的恒定输出电压Vo。

第一实施例是使用感测信号和三角波的方案，该三角波等同于感测电流并且是从外部三角波产生单元400人为地施加的。即，第一实施例是在电流模式控制方案中使用三角波的方案。

根据这样的新思想的使用三角波的方案可以具有下面的效果。

在电流模式控制方案中，需要1V的电压来感测电流，并且如果在62.5A的流入路径上感测到电流，则根据欧姆定律，需要16毫欧的感测电阻器。在该情况下，在感测电阻器处损失的功率被表达为P＝I_感测×V_感测＝62.5[W]。因此，感测电阻器消耗很大的功率。然而，根据第一实施例，因为通过使用等同的三角波来控制DC-DC变换器100而没有对于电流的感测，所以可以减少功率损耗。

<根据第一实施例的三角波产生单元>

图9是示出根据第一实施例的三角波产生单元的电路图，并且图10是示出根据第一实施例的三角波产生单元的驱动波形的波形图。

将参考图9和图10来描述三角波产生单元。

三角波产生单元400可以包括：恒流源410；三角波控制单元420，用于输出脉冲信号；反相器430，用于将脉冲信号反相以输出反相的脉冲信号；第一电容器C1，其使用恒流源410的电流来充电；以及，第一开关装置SW1，其根据该脉冲信号来控制以控制第一电容器C1的充电或放电。

当在第一电容器C1两端之间的电压达到从误差放大器210输出的控制信号的电平时，脉冲信号的电平从高电平过渡到低电平。因此，通过具有低电平的脉冲信号来接通第一开关装置SW1，使得可以将第一电容器C1放电。

详细查看操作关系，当恒流(i_capacitor)流入第一电容器C1内时，在第一电容器C1的两端之间的电压可以以恒定的梯度增大。详细而言，在电容器的电压和电流之间的关系被表达为因此，电容器的两端的电压被表达为如果恒流源410的电流i_capacitor具有恒定值K，则在电容器的两端处的电压可以被表达为υ_out＝Kt[V]，使得可以获得三角波。

三角波控制单元420从CS端子读出在电容器的两端之间的被充电电压，并且将被充电电压Vout与基于从误差放大器210输出的控制电流Ic的控制信号的电平作比较，使得三角波控制单元420输出高电平的信号Ton，直到被充电电压Vout的峰值达到控制电流Ic。可以通过反相器430将第一开关保持在关断状态中，反相器430输出高电平的信号Ton的反相信号。另外，当被充电电压Vout的峰值达到控制电流Ic时，具有低电平的信号Ton被输出，使得反相器430输出具有高电平的反相信号，以接通第一开关装置SW1，使得可以将第一电容器C1放电。另外，三角波产生单元420可以读出时钟信号以便将控制单元200的一组RS锁存器同步。

在重复上述操作的同时，三角波产生单元400可以产生三角波。

在DC-DC变换器100中所包括的开关SW的接通时间和关断时间之间的比率，即占空比(时间周期比)可以通过该三角波来改变。当改变占空比时，DC-DC变换器100的输入电力Vi的电平的控制程度也可以被改变。

同时，当DC-DC变换器100包括多个彼此并联的DC-DC变换器时，控制单元200可以包括多个控制单元200，分别用于控制DC-DC变换器100。

另外，DC-DC变换器100可以被称为变换器，或者该变换器和控制单元200可以构成DC-DC变换器100。

<三角波产生单元的恒流源>

图11是示出根据第一实施例的构成三角波产生单元的恒流源的电路图。

参见图11，详细说明三角波产生单元400的恒流源410。

在恒流源410中，通过电阻器R3和R4来将参考电压Vref分压，并且将该分压输入到第三运算放大器OP3的同相端子(+)。第二开关SW2通过在参考电压Vref和电阻器R5两端的分压Vd(其与图4中的分压Vd不同)之间的电压差来接通，同时该分压Vd被输入到第三运算放大器OP3的反相端(-)。并且，当第二开关SW2接通时，可以使用恒流Icapacitor来将第一电容器C1充电。

当将第一电容器C1充电时，电压Vout增大。三角波控制单元420读出该增大的电压Vout，并且当电压Vout达到控制电流Ic的值时输出具有低电平的信号Ton。因此，第一开关SW1接通，使得将第一电容器C1放电。在重复上述操作的同时，可以向端子Vout输出该三角波。

图12至图15是图示当在电流不连续模式中控制实施例时驱动波形的视图。

当在电流不连续模式中操作第一实施例时，可以最大化技术效果。

参见图12至图14，在DC-DC变换器100中，流过电感器L的电流变为0(零)的时间段可以根据负载电阻器R或电感器L的电感而出现。在该时间段期间，开关装置SW和二极管D可以全部截止(关断)。其中可以存在电感器电流是0(零)的状态的操作模式被称为电流不连续模式。

以下，将描述用于允许电感器电流的电流在不连续模式中操作的条件。

在描述在不连续模式中的操作的条件之前，将分析用于电感器电流iL和输出电压Vo的稳态。

<稳态分析>

<稳态分析——电流增大部分0≤t＜DT>

当以周期T和占空比D来切换开关装置SW时，在图13中描述了电感器L的电流iL和电压vL。

在用于开关周期T的部分DT期间，当对DC-DC变换器100应用KVL(基尔霍夫电压定律)时，可以通过下面的等式1来获得电感器电压vL：

υ_L＝V_i-υ_o---(1)

另外，在电感器L的电流iL和电压vL之间的关系可以被表达为下面的等式2：

${\mathrm{\&upsi;}}_L=L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

通过等式1和2，流过电感器的电流的梯度可以被表达为下面的等式3：

$\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=\frac{V_i-{\mathrm{\&upsi;}}_o}{L}---\left(3\right)$

然而，在稳态中，因为输出电压vo小于输入电压vi，所以在开关装置SW连接到输入电源的部分DT期间，电感器电流iL在等式3的梯度下增大。如图13中所示，电感器电流在开关装置SW连接到电源的时刻(t＝0)是最小电流Imin。在从开关装置SW连接到电源的时间起过去时间DT后(t＝DT)，电感器电流被增加到最大电流Imax。因此，可以将等式3表达为下面的等式4：

$i_L\left(t\right)=\frac{1}{L}{\&Integral;}_0^t(V_i-{\mathrm{\&upsi;}}_o)\mathrm{dt}+I_{\min }---\left(4\right)$

从等式4，电感器的最大电流Imax可以被表达为下面的等式5：

$i_L\left(\mathrm{DT}\right)=I_{\max }=\frac{1}{L}{\&Integral;}_0^{\mathrm{DT}}(V_i-{\mathrm{\&upsi;}}_o)\mathrm{dt}+I_{\min }---\left(5\right)$

在此，当通过电感器L和电容器C的L-C滤波器来大部分去除输出电压vo的纹波分量时，输出电压vo可以是恒定的DC电压。在该情况下，如果分析等式5的积分表达式，则在DT部分期间电感器L的电流iL按下面的等式6来增加：

$I_{\max }-I_{\min }=\frac{V_i-V_o}{L}\&times;\mathrm{DT}---\left(6\right)$

<稳态分析-电流减少部分DT≤t＜T>

在(1-D)T部分期间关断开关SW时，DC-DC变换器100如图14中所示运行。

当KVL(基尔霍夫电压定律)被应用到该电路时，可以通过下面的等式7来获得电感器电压vL：

υ_L＝-υ_o---(7)

因为在电感器电流iL和电感器电压vL之间的关系等于等式2，所以将电感器电流iL的梯度表达为下面的等式8：

$\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=-\frac{{\mathrm{\&upsi;}}_o}{L}---\left(8\right)$

然而，在稳态中，输出电压vo大于0(零)。在从当关断开关装置SW时的时刻起的部分(1-D)T期间，电感器电流iL以像在图13中描述的图形那样的梯度降低。即，电感器电流iL在当开关装置SW关断时的时刻(t＝DT)增大为最大电流Imax。在(1-D)T的时间过去后，电感器电流iL在t＝T减小为最小电流Imin。通过等式8，将电感器电流iL表达为下面的等式9：

$i_L\left(t\right)=\frac{1}{L}{\&Integral;}_{\mathrm{DT}}^t(-{\mathrm{\&upsi;}}_o)\mathrm{dt}+I_{\max }---\left(9\right)$

电感器电流的最小值Imin被表达为下面的等式10：

$i_L(t=T)=I_{\min }=\frac{1}{L}{\&Integral;}_{\mathrm{DT}}^t(-{\mathrm{\&upsi;}}_o)\mathrm{dt}+I_{\max }---\left(10\right)$

在此，假定L-C滤波器大部分去除了AC分量，输出电压vo变为恒定DC电压。在该情况下，如果分析等式10的积分表达式，则电感器电流iL在DT部分期间改变为下面的等式11：

$I_{\min }-I_{\max }=-\frac{V_o}{L}\&times;(1-D)T---\left(11\right)$

<稳态分析-输出电压Vo>

如图13中所示，电感器电流iL在DT部分期间增大，并且在(1-D)T部分期间减小。在稳态中，因为电流增大幅度等于电流减小幅度，所以从等式6和11，可以将输出电压的平均值Vo表达为下面的等式12。

$\frac{V_i-V_o}{L}\&times;\mathrm{DT}=-\frac{V_o}{L}\&times;(1-D)T---\left(12\right)$

可以将等式12表达为下面的等式13：

V_o＝DV_i---(13)

<输出电压iL>

根据DC-DC变换器100的开关装置SW的开关操作，可以通过分析等式5和9来获得电感器电流iL。然而，因为电感器电流iL的增大和减小如图13中所示线性地改变，所以从下面的等式14获得流过电感器L的电流的平均值IL。

$I_L=\frac{I_{\max }+I_{\min }}{2}---\left(14\right)$

在图14中，当应用KCL时，可以获得下面的等式15：

i_L＝i_C+i_o---(15)

然而，当电容器电流的平均值在稳态中为Ic时，因为平均值Ic是0(零)，所以电感器电流的平均值IL等于作为电感器电流iL的平均值的Io。也就是说，这被表达为下面的等式16。

$I_L=I_o=\frac{V_o}{R}---\left(16\right)$

因此，从等式12、14和16，可以依照下面的等式17和18获得电感器电流iL的最小值Imin和最大值Imax：

$I_{\max }=I_L+V_o\&times;\frac{1-D}{2L}\&times;T=I_o+V_i\&times;\frac{D(1-D)}{2L}\&times;T---\left(17\right)$

$I_{\min }=I_L-V_o\&times;\frac{1-D}{2L}\&times;T=I_o-V_i\&times;\frac{D(1-D)}{2L}\&times;T---\left(18\right)$

<电流不连续模式>

图15是示出在电流不连续模式中的电感器电流iL的波形的波形图。

如图15中所示的用于允许在电流不连续模式中操作DC-DC变换器100的条件是：电感器电流的最小值Imin小于0(零)。因此，将被表达为等式18的最小值Imin小于0的条件表达为下面的等式19：

$I_{\min }=I_L-V_o\&times;\frac{1-D}{2L}\&times;T=I_o-V_i\&times;\frac{D(1-D)}{2L}\&times;T<0---\left(19\right)$

即，在等式19的条件下，第一实施例可以在电流不连续模式中运行。

例如，当从等式19而言DC-DC变换器100的输入电力是100V、在100kHz的开关频率下控制开关装置SW、电容器C的电容大得足以使得输出电压vo恒定、电感器L的电感是50uH、占空比是0.5并且输出电流Io小于2.5A时，可以在电流不连续模式中操作DC-DC变换器100。

以上已经描述了用于电流不连续模式的操作的条件。以下，将描述当在电流连续模式中操作第一实施例时引起的问题。

图16和图17是图示在电流连续模式中引起的问题的视图。

参见图16和图17，因为在块A、B、C和D的各DC-DC变换器100的装置之间的偏差，三角波产生单元400的三角波控制单元420的第一开关装置SW1的接通时间和关断时间可以不同。在该情况下，三角波的梯度可以不同，即，在附图中，TA>TB＝TC＝TD。因此，将电流集中到具有三角波的最大梯度的块A内的现象可能出现。因此，虽然当增大块A的输出电流时块A进入了电流连续模式，但是剩余的块B、C和D的电流在电流不连续模式中。因此，当没有在电流不连续模式中而是在电流连续模式中使用第一实施例时，可以在电流连续和不连续模式的混和模式中操作每一个块。因此，当DC-DC变换器根据等式19的条件被保持在电流不连续模式中时，可以防止电流集中到这些块中的一个内，并且可以将所有的块保持在电流不连续模式中。因此，可以获得期望的输出，并且另外，不要求用于感测电流的任何感测电阻器，使得可以减小电力损失。

同时，第一实施例适用于能量充电***，并且具体地说，可用于LED控制电源。

在构成LED控制电源的主变换器和补充变换器中，实施例可以被应用到在电流不连续模式中运行的补充变换器。

另外，因为在连接到配电网的设备中电力调节是重要的并且可以在电流不连续模式中控制PFC(功率因数校正)电路，所以实施例可以被应用到PFC电路。

<DC-DC变换器的电流平衡控制单元>

图18是示出根据第二实施例的DC-DC变换器的电流平衡控制单元的框图。

参见图18，用于控制DC-DC变换器100的构成控制单元200的电流平衡控制单元500可以包括第一电流感测单元511、第一电流平衡单元521、第一恒流单元531、第一三角波产生单元541和求均值单元550。

第一电流感测单元511可以感测DC-DC变换器100的输出电流，以基于所感测的输出电流来输出放大的电压V1(A)。

求均值单元550可以对从第一电流感测单元511输出的电压V1(A)和从彼此并联的DC-DC变换器的每一个输出的电压求均值，以输出平均值。

第一电流平衡单元521可以将在从第一电流感测单元511输出的输出电压V1(A)和平均电压VAVG之间的差信号放大，以输出第二输出电压Vo(A)。

第一恒流单元531可以基于从第一电流平衡单元521输出的第二输出电压Vo(A)和参考电压Vref来输出恒流。

第一三角波产生单元541可以输出具有基于从第一恒流单元531输出的电流值的梯度的三角波Vout(A)。

图19是示出根据第二实施例的在并行驱动DC-DC变换器的情况下的电流平衡控制单元的框图。

根据第二实施例，彼此并联的DC-DC变换器100的每一个包括开关装置。被施加到DC-DC变换器100的输入电压Vi的电平被根据被施加到开关装置的第一脉冲信号的占空比来控制，并且被输出为输出电压Vo。

n个控制单元200的每一个可以检测来自n个DC-DC变换器100的电流，并且将所检测的电流的平均值与所检测的电流中的一个作比较，以便控制第一脉冲信号的占空比。

电流平衡控制单元500可以包括：电流感测单元510，用于检测和放大n个感测电流Iout(A)～Iout(n)以输出n个第一输出电压；求均值单元550，用于对该n个第一输出电压V1(A)～V1(n)求均值，以输出平均电压VAVG；电流平衡单元520，用于将平均电压VAVG与n个第一输出电压V1(A)～V1(n)作比较，以输出n个第二输出电压Vo(A)～Vo(n)；以及，三角波产生单元540，用于产生n个三角波Vout(A)～Vout(n)，n个三角波Vout(A)～Vout(n)分别具有根据n个第二输出电压Vo(A)～Vo(n)调整的梯度。

电流感测单元510可以包括第一至第n电流感测子单元511至514。第一至第n电流感测子单元511至514可以检测n个感测电流Iout(A)～Iout(n)以分别输出n个第一输出电压V1(A)～V1(n)。即，第一电流感测子单元511可以检测第一感测电流Iout(A)，以输出第1-1个输出电压V1(A)，并且，第n个电流感测子单元可以检测第n个感测电流Iout(n)以输出第1-n个输出电压V1(n)。

电流平衡单元520可以包括第一至第n电流平衡子单元521至524。第一至第n电流平衡子单元521至524可以分别将平均电压VAVG与n个第一输出电压V1(A)～V1(n)作比较以输出n个第二输出电压Vo(A)～Vo(n)。即，第一电流平衡子单元521可以将平均电压VAVG与第1-1输出电压V1(A)作比较，以输出第2-1输出电压Vo(A)，并且，第n电流平衡子单元524可以将平均电压VAVG与第1-n输出电压V1(n)作比较，以输出第2-n输出电压Vo(n)。

三角波产生单元540可以包括第一至第n三角波产生子单元541至544。第一至第n三角波产生子单元541至544可以输出n个三角波Vout(A)～Vout(n)，该n个三角波Vout(A)～Vout(n)分别具有基于n个第二输出电压Vo(A)～Vo(n)的电平确定的梯度。即，第一三角波产生子单元541可以输出第一三角波Vout(A)，第一三角波Vout(A)具有基于第2-1输出电压Vo(A)的电平而确定的梯度，并且，第n三角波产生子单元可以输出第n三角波Vout(n)，第n三角波Vout(n)具有基于第2-n输出电压Vo(n)的电平而确定的梯度。

控制单元200可以包括：误差放大器210，用于将n个DC-DC变换器100的n个输出电压与参考电压Vref作比较，并且用于分别放大该n个输出电压的误差以输出n个控制信号Ic；以及，比较器220，用于分别将n个控制信号Ic(Icontrol)与n个三角波Vout(A)～Vout(n)作比较，以控制在n个DC-DC变换器100中包括的开关装置SW。

控制单元200可以进一步包括n个恒流源531至534，用于根据n个第二输出电压Vo(A)～Vo(n)的每一个来提供电流。

三角波产生单元540可以包括：n个电容器C，n个电容器C分别使用从n个恒流源531至534输出的n个恒流Ic(Icapacitor)来充电；n个第二开关装置SW2，用于控制n个电容器C的充电或放电；以及，三角波控制单元420，用于控制n个第二开关装置SW2的接通或关断操作。

三角波控制单元420可以分别基于n个电容器C的被充电电压和n个控制信号Ic(Icontrol)来控制n个第二开关装置SW2。另外，三角波是在电容器C的两端之间的电压。

在该情况下，DC-DC变换器100可以是降压型。

将参考图19来详细描述上述操作。当多个DC-DC变换器100彼此并联以被驱动时，电流平衡控制单元500可以包括多个电流感测单元510、多个电流平衡单元520、多个恒流单元530和多个三角波产生单元540。

在附图中描述了并行驱动的四个DC-DC变换器100，但是，实施例不限于此。即，实施例可以提供多于或少于四个的、并行驱动的DC-DC变换器100。

当并行驱动四个DC-DC变换器100时，电流平衡控制单元500的电流感测单元510可以包括第一至第四电流感测子单元511至514。另外，电流平衡单元520可以包括第一至第四电流平衡子单元521至524，并且恒流单元530可以包括第一至第四恒流源531至534。而且，三角波产生单元540可以包括第一至第四三角波产生子单元541至544。

该四个DC-DC变换器100可以分别表示块A、B、C和D。

另外，根据第二实施例的电流平衡控制单元500可以进一步包括求均值单元550，求均值单元550接收从第一至第四电流感测子单元511至514输出的输出信号，以输出输出信号的平均。

第一至第四电流感测子单元511至514可以检测分别来自彼此并联的四个DC-DC变换器100的输出电流Iout(A)、Iout(B)、Iout(C)和Iout(D)。

输出电流Iout(A)、Iout(B)、Iout(C)和Iout(D)是流过构成DC-DC变换器100的电感器L、二极管D或输出负载R的电流。

第一至第四电流感测子单元511至514可以感测输出电流Iout(A)、Iout(B)、Iout(C)和Iout(D)，并且放大所感测的输出电流以分别输出第一输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)。

第一至第四电流平衡子单元521至524可以分别接收第一输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)。另外，求均值单元550可以接收第一输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)。

求均值单元550可以基于第一输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)来输出平均电压VAVG。

第一至第四电流平衡子单元521至524可以分别基于从求均值单元550输出的平均电压VAVG和第一输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)来输出差分第二输出电压Vo(A)、Vo(B)、Vo(C)和Vo(D)。

第一至第四恒流源531至534可以分别基于差分第二输出电压Vo(A)、Vo(B)、Vo(C)和Vo(D)和参考电压Vref来输出恒流。

第一至第四三角波产生子单元541至544可以使用从第一至第四恒流源531至534输出的恒流来向块A、B、C和D、即四个DC-DC变换器100输出三角波Vout(A)、Vout(B)、Vout(C)和Vout(D)。

详细而言，三角波Vout(A)、Vout(B)、Vout(C)和Vout(D)可以分别被施加到在图8中的比较器220的同相端(+)。

在DC-DC变换器100中包括的开关装置SW的接通和关断时间，即，占空比，可以随着从第一至第四三角波产生子单元541至544输出的三角波Vout(A)、Vout(B)、Vout(C)和Vout(D)的梯度而不同。

三角波Vout(A)、Vout(B)、Vout(C)和Vout(D)的梯度可以根据通过差分地放大第一输出电压和平均电压VAVG而获得的第二输出电压Vo的电平来改变。

当从块A、B、C和D中的一个输出的输出电流大于平均值时，第二输出电压减小使得三角波增大，由此减少接通时间。

当减小接通时间时，对应的块的输出电流减小。可以通过上述方案来平衡块A、B、C和D的输出电流。

<DC-DC变换器的电流平衡控制单元的电路图>

图20是示出根据第二实施例的DC-DC变换器的电路平衡控制单元的电路图。

参见图19和图20，根据第二实施例的DC-DC变换器100的电流平衡控制单元500可以包括第一至第五放大器OP1至OP5。

彼此并联的n个DC-DC变换器100分别包括开关装置(其中，n是2或2以上的整数)。被施加到DC-DC变换器100的输入电压的电平根据被施加到开关装置SW的第一脉冲信号的占空比来调整，并且输出输出电压。

另外，DC-DC变换器100的电流感测单元510可以放大感测电压Vout以输出第一输出电压V1，其中，感测电压Vout是基于流过感测电阻器R1的DC-DC变换器100的输出电流Iout，用于感测DC-DC变换器100的电流。电流平衡单元520可以放大在第一输出电压V1的平均电压VAVG与第一输出电压V1之间的差信号以输出第二输出电压Vo。而且，可以根据第二输出电压Vo的电平来控制第一脉冲信号的比率。

电流感测单元510的每一个可以包括：第一放大器OP1，用于同相放大感测电压Vout；以及，第二放大器OP2，用于放大在第一放大器OP1的输出与感测电压Vout之间的差信号。

电流平衡单元520的每一个可以包括第三放大器OP3，用于放大在第二放大器OP2的输出电压V1与平均电压VAVG之间的差信号。

用于控制DC-DC变换器的配置可以进一步包括：恒流源430，用于基于第三放大器OP3的输出电压来输出恒流；以及，三角波产生单元540，用于基于从恒流源430输出的电流Ic(Icapacitor)来产生三角波。

三角波产生单元540可以包括：电容器C，电容器C使用从恒流源530输出的电流Ic(Icapacitor)来充电；第二开关装置SW2，第二开关装置SW2连接在电容器C和接地之间以将电容器C放电；以及，三角波控制单元420，用于控制第二开关装置SW2。

该三角波可以允许第二开关装置SW2根据电容器C的被充电电压被接通或关断。

作为用于控制DC-DC变换器100的配置，求均值单元550可以被进一步提供来产生平均电压VAVG。求均值单元550可以包括用于对第一输出电压V1求均值的缓冲器OP5。

同时，可以通过将感测电压Vout中的一个的电平与平均电压VAVG的电平作比较来控制三角波的梯度。

以下，将参考图20来详细描述第二实施例。

第一至第四电流感测子单元511至514的每一个可以包括第一和第二放大器OP1和OP2以及第一至第七电阻器R1至R7。第一至第四电流平衡子单元521至524的每一个可以包括第三放大器OP3和第八至第十电阻器R8至R10。第一至第四恒流源531至534的每一个可以包括第四放大器OP4、第一开关SW1和第十一和第十二电阻器R11和R12。第一至第四三角波产生子单元541至544的每一个可以包括第二开关SW2和电容器C。并且，求均值单元550可以包括第五放大器OP5和第13至第18电阻器R14至R18。

以下，将描述在可以使用运算放大器构成的放大器OP1至OP4之间的连接，并且将描述电阻器。

第一放大器OP1可以包括同相放大器。第一放大器OP1的同相端(+)可以连接到块A、B、C或D的电流感测节点。第一电阻器R1可以连接在电流感测节点和节点N之间。第二电阻器R2可以连接在第一放大器OP1的反相端(-)和节点N之间。并且，第三电阻器R3可以连接在第一放大器OP1的输出端和反相端(-)之间。

第四电阻器R4可以连接在第一放大器OP1的输出端和反相端(-)之间。第五电阻器R5可以连接在第一放大器OP1的输出端和第二放大器的同相端之间。第六电阻器R6可以连接在第二放大器OP2的同相端(+)和接地之间。第七电阻器R7可以连接在第二放大器OP2的反相端(-)和第二放大器OP2的输出端之间。

第八电阻器R8可以连接在第二放大器OP2的输出端和第三放大器OP3的反相端(-)之间。作为用于配置第三放大器OP3的负反馈的电阻器的第九电阻器可以连接在第三放大器OP3的反相端(-)和第三放大器OP3的输出端之间。

第十电阻器R10可以连接在第三放大器OP3的输出端与第四放大器OP4的同相端(+)之间。第十一电阻器R11可以连接在参考电压供应端子Vref与第四放大器OP4的同相端(+)之间。第十二电阻器R12可以连接在参考电压供应端子Vref与第四放大器OP4的反相端(-)之间。第十二电阻器R12可以连接在参考电压供应端子Vref与第一开关SW1的发射极之间。第四放大器OP4的输出端可以连接到第一开关SW1的基极。

电容器C可以连接在第一开关SW1的发射极与接地之间，并且可以连接在第二开关SW2的漏极与接地之间。

第二开关SW2可以根据被施加到第二开关SW2的栅极的控制信号来接通或关断。第二开关SW2的漏极连接到第一开关SW1的发射极，并且源极可以连接到接地。

第一开关SW1可以包括双极结型晶体管(BJT)，并且第二开关SW2可以包括MOSFET晶体管，但是实施例不限于此，并且，可以使用任何装置，只要该装置可以执行开关功能。

第13电阻器R13可以连接在第一电流感测子单元511的第二放大器OP2的输出端与第五放大器OP5的同相端(+)之间。第14电阻器R14可以连接在第二电流感测子单元512的第二放大器OP2的输出端与第五放大器OP5的同相端(+)之间。第15电阻器R15可以连接在第三电流感测子单元513的第二放大器OP2的输出端与第五放大器OP5的同相端(+)之间。第16电阻器R16可以连接在第四电流感测子单元514的第二放大器OP2的输出端与第五放大器OP5的同相端(+)之间。第17电阻器R17可以连接在第五放大器OP5的输出端与第三放大器OP3的同相端(+)之间。第18电阻器R18可以连接在第三放大器OP3的同相端(+)与接地之间。第五放大器OP5的反相端(-)和输出端可以彼此连接，使得第五放大器OP5可以作为缓冲器跟随其同相端(+)的电压而运行。

<电流平衡控制单元的操作类型>

以下，将描述根据第二实施例的电流平衡控制单元500的操作。

为了方便的说明的目的，下面的说明聚焦在与块A对应的第一电流感测子单元511、电流平衡子单元521、第一恒流源531、第一三角波产生子单元541和求均值单元550。相同的操作适用于剩余的块。

被施加到第一电流感测子单元511的块A的输出电流(感测电流)Iout(A)通过第一电阻器R1，以在节点N处产生电压(感测电压)Vout。节点N的电压Vout可以被表达为下面的等式1：

V_out＝R₁×I_out(A)---(1)

第一电阻器R1可以成为感测电阻器。因此，当检测感测电流Iout(A)时，可以通过第一电阻器R1来检测感测电压Vout。

根据第一放大器OP1的同相放大性质，可以将第一放大器OP1的输出V1表达为下面的等式2。

$V_1=(1+\frac{R_3}{R_2})V_{\mathrm{out}}=(1+\frac{R_3}{R_2})I_{\mathrm{out}\left(A\right)}\&times;R_1---\left(2\right)$

当KCL被应用到第一电流感测子单元511的第二放大器OP2的两个输入端时，可以将输出V1(A)表达为下面的等式3：

$V_{1\left(A\right)}=\frac{(R_4+R_7)R_6}{R_4(R_5+R_6)}{V}_1-\frac{R_7}{R_4}{V}_{\mathrm{out}}---\left(3\right)$

当第二放大器OP2作为差分放大器运行时，在连接到第二放大器OP2的电阻器之间的关系可以被表达为下面的等式4：

$\frac{R_7}{R_4}=\frac{R_6}{R_5}---\left(4\right)$

从等式4，可以将等式3写为下面的等式5：

$V_{1\left(A\right)}=\frac{R_7}{R_4}(V_1-V_{\mathrm{out}})=\frac{R_7}{R_4}(V_1-R_1{I}_{\mathrm{out}})---\left(5\right)$

根据等式5，当增大感测电流Iout(A)时，第一输出电压V1(A)的电压值可以减小。

当将求均值单元500的同相端(+)的电压表示为V+(OP5)，并且在同相端(+)应用KCL时，获得下面的等式6：

$\frac{V_{+\left(\mathrm{OP}5\right)}-V_{1\left(A\right)}}{R_{13}}+\frac{V_{+\left(\mathrm{OP}5\right)}-V_{1\left(B\right)}}{R_{14}}+\frac{V_{+\left(\mathrm{OP}5\right)}-V_{1\left(C\right)}}{R_{15}}+\frac{V_{+\left(\mathrm{OP}5\right)}-V_{1\left(D\right)}}{R_{16}}=0---\left(6\right)$

等式6可以被重写为下面的等式7：

$(\frac{1}{R_{13}}+\frac{1}{R_{14}}+\frac{1}{R_{15}}+\frac{1}{R_{16}})V_{+\left(\mathrm{OP}5\right)}=\frac{V_{1\left(A\right)}}{R_{13}}+\frac{V_{1\left(B\right)}}{R_{14}}+\frac{V_{1\left(C\right)}}{R_{15}}+\frac{V_{1\left(D\right)}}{R_{16}}---\left(7\right)$

为了计算来自与块A、B、C和D对应的第一至第四电流感测子单元511至514的输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)的平均值，在求均值单元550的电阻器之间的关系可以被表达为下面的等式8。

$\frac{1}{R_{13}}=\frac{1}{R_{14}}=\frac{1}{R_{15}}=\frac{1}{R_{16}}---\left(8\right)$

当等式8被应用到等式7时，第五放大器OP5的同相端(+)的电压V+(OP5)被表达为下面的等式9：

$V_{+\left(\mathrm{OP}5\right)}=\frac{1}{4}(V_{1\left(A\right)}+V_{1\left(B\right)}+V_{1\left(C\right)}+V_{1\left(D\right)})---\left(9\right)$

根据放大器的特性，获得下面的等式10：

V_AVG＝V_-(OP5)＝V_+(OP5)---(10)

从等式10，可以计算来自与块A、B、C和D对应的第一至第四电流感测子单元511至514的每一个的输出电压V1(A)、V1(B)、V1(C)和V1(D)的平均电压VAVG。

根据第一电流平衡单元521的第三放大器OP3的差分放大特性，第三放大器OP3的输出电压可以被表达为下面的等式11：

$V_{o\left(\mathrm{OP}3\right)}=\frac{(R_8+R_9)R_{18}}{R_8(R_{17}+R_{18})}{V}_{\mathrm{A\; VG}}-\frac{R_9}{R_8}{V}_{1\left(A\right)}---\left(11\right)$

考虑到第三放大器OP3的差分放大特性，将连接到第三放大器OP3的电阻器的关系表达为下面的等式12：

$\frac{R_9}{R_8}=\frac{R_{18}}{R_{17}}---\left(12\right)$

当等式12被应用到等式11时，第三放大器OP3的输出电压被表达为下面的等式13：

$V_{o\left(\mathrm{OP}3\right)}=\frac{R_9}{R_8}(V_{\mathrm{A\; VG}}-V_{1\left(A\right)})---\left(13\right)$

根据等式13，当减小第一输出电压V1(A)的电压时，已知第三放大器OP3的输出电压Vo(OP3)的电压值减小。

当KLC被应用到构成第一恒流源531的第四放大器OP4的同相端(+)的节点时，获得下面的等式14：

$\frac{V_{o\left(A\right)}-V_{o\left(\mathrm{OP}3\right)}}{R_{10}}+\frac{V_{o\left(A\right)}-V_{\mathrm{ref}}}{R_{11}}=0---\left(14\right)$

当重写等式14时，将第二输出电压Vo(A)表达为下面的等式15：

$V_{o\left(A\right)}=\frac{R_{10}\&times;R_{11}}{R_{10}+R_{11}}(\frac{1}{R_{10}}{V}_{o\left(\mathrm{OP}3\right)}+\frac{1}{R_{11}}{V}_{\mathrm{ref}})---\left(15\right)$

当第一恒流源531的电阻器满足下面的等式16时，将第二输出电压表达为下面的等式17：

R₁₀＝R₁₁---(16)

$V_{o\left(A\right)}=\frac{1}{2}(V_{o\left(\mathrm{OP}3\right)}+V_{\mathrm{ref}})---\left(17\right)$

根据第四放大器OP4的运算放大器的特性，获得下面的等式：

V_E＝V_-(OP4)＝V_+(OP4)---(18)

因此，当第一开关SW1接通时，恒流可以流过三角波产生子单元541的电容器C。在该情况下，将恒流Ic表达为下面的等式19：

$I_C=\frac{V_{\mathrm{ref}}-V_E}{R_{12}}---\left(19\right)$

根据电容器C的电压-电流关系等式，将三角波产生子单元541的输出电压Vout表达为下面的等式20：

$V_{\mathrm{out}\left(A\right)}=\frac{1}{C}\&Integral;I_C\mathrm{dt}=\frac{1}{C}\&Integral;\frac{(V_{\mathrm{ref}}-V_E)}{R_{12}}\mathrm{dt}=\frac{1}{C}\left(\frac{(V_{\mathrm{ref}}-V_E)}{R_{12}}\right)t---\left(20\right)$

图21是示出根据第二实施例的包括三角波控制单元的DC-DC变换器的电路平衡控制单元的电路图。

参见图21，当将第一三角波产生子单元541的电容器C充电时，电压Vout(A)增大。三角波控制单元420读出该增大的电压Vout，并且当电压Vout达到与控制电流Ic对应的电压值时输出具有低电平的信号Ton，使得通过经由反相器430提供的信号Ton来接通第二开关SW2。当第二开关SW2接通时，将电容器C放电。当重复上述操作时，可以向端子Vout输出三角波。

根据上述关系等式，当增大任意块的感测电流使得感测电流大于所有块的感测电流的电流平均值时，第二输出电压Vo(A、B、C或D)的值减小，使得与上述块对应的三角波产生单元的三角波的梯度增大。因此，DC-DC变换器100的开关装置SW的接通时间减少，使得对应的块的电流减少。当重复上述操作时，所有块的输出电流彼此相等。另外，可以在电流连续模式以及电流不连续模式中操作第二实施例。即，虽然已经描述了其中当在电流连续模式中操作DC-DC变换器时在电流连续模式中操作一个块并且在电流不连续模式中操作其他块的不稳定的操作方案，但是根据第二实施例，因为DC-DC变换器100的输出电流被反馈到DC-DC变换器100使得可以平衡输出电流，所以使得所有块能够在电流连续模式中操作。

另外，可以通过感测每一个块的电流来调整三角波的梯度。在该情况下，可以实现所使用的、具有大约1毫欧的感测电阻器。

当减小作为感测电阻器的第一电阻器R1的电阻值时，将减小的电力损耗表达为下面的等式：

P_loss＝I_out ²×R₁＝62.5²×1×10^-3＝3.9[W]

即使当作为感测电阻器的第一电阻器R1被实现以具有低的电阻值时，感测电压被电流感测单元510的第一放大器OP1放大，并且然后，在去除噪声的同时再一次在差分放大方案中被第二放大器OP2放大。如上所述，因为通过若干级来放大感测电压Vout，所以即使感测电压具有低值，也可以感测感测电压。因此，降低第一电阻器R1的电阻值，使得可以减小在感测中消耗的电力。

另外，在电流模式控制方案中，消耗的感测电力在现有技术中为62.5W，但是第二实施例的消耗的感测电力减小为3.9W。因此，可以克服在选择与高消耗电力对应的感测电阻器中的困难。

同时，第二实施例可以适用于能够处理高电流的变换器，并且可以用于向在家用电器中所需的许多电子组件供电。详细而言，第二实施例可以用于用于供应电力的能量存储***(ESS)的电源、用于可再生发电场的ESS、用于传输/分配的ESS、用于太阳能/风场的ESS等。

具体地说，第二实施例可以适用于要求10A或10A以下的电流的低功率电池充电***、燃料电池或具有电池组的电动汽车。

在本说明书中对于“一个实施例”、“实施例”、“示例实施例”等的任何引用表示在本发明的至少一个实施例中包括结合实施例描述的特定特征、结构或特性。在本说明书中的各个位置中的这样的短语的出现不必然全部指的是同一实施例。而且，当结合任何实施例描述特定特征、结构或特性时，认为结合其他实施例实施这样的特征、结构或特性属于本领域技术人员的技术范围内。

虽然已经参考其多个说明性实施例而描述了实施例，但是应当明白，本领域内的技术人员可以设计落在本公开的精神和原理范围内的多种其他修改和实施例。更具体地，在本公开、附图和所附的权利要求的范围内的主组合布置的部件部分和/或布置中，各种改变和修改是可能的。除了在部件部分和/或布置中的改变和修改之外，替代使用也对于本领域内的技术人员是显然的。

Claims (26)

1.一种DC-DC变换器，包括：

n个变换器，每一个变换器包括第一开关装置，所述n个变换器彼此并联并且被配置为根据被施加到所述第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压，其中，所述n是2或2以上的整数；以及，

控制单元，所述控制单元被配置为将从所述n个变换器感测的n个感测电流的平均值分别与所述n个感测电流作比较，以调整所述第一脉冲信号的所述占空比，其中，所述控制单元包括：电流感测单元，所述电流感测单元被配置为检测和放大所述n个感测电流以输出n个第一输出电压；求均值单元，所述求均值单元被配置为对所述n个第一输出电压求均值，以输出平均电压；电流平衡单元，所述电流平衡单元被配置为将所述平均电压与所述n个第一输出电压作比较，以输出n个第二输出电压，其中，通过所述n个第二输出电压中的一个来调整所述第一脉冲信号的所述占空比。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其中，所述控制单元进一步包括：

三角波产生单元，所述三角波产生单元被配置为产生n个三角波，所述n个三角波具有根据所述n个第二输出电压中的每一个而调整的梯度。

3.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其中，所述电流感测单元包括第一至第n电流感测子单元，并且，

所述第一至第n电流感测子单元中的每一个检测所述n个感测电流中的一个，并且输出所述n个第一输出电压中的一个。

4.根据权利要求3所述的DC-DC变换器，其中，所述电流平衡单元包括第一至第n电流平衡子单元，并且

所述第一至第n电流平衡子单元中的每一个将所述平均电压与所述n个第一输出电压中的一个作比较，以输出所述n个第二输出电压中的一个。

5.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波产生单元包括第一至第n三角波产生子单元，并且，

所述第一至第n三角波产生子单元中的每一个输出所述n个三角波中的一个，所述n个三角波具有根据所述n个第二输出电压中的一个的电平的梯度。

6.根据权利要求5所述的DC-DC变换器，其中，所述控制单元进一步包括：

误差放大器，所述误差放大器被配置为将所述n个变换器的所述n个输出电压的每一个与参考电压作比较，并且放大所述n个输出电压的误差以输出n个控制信号；以及

比较器，所述比较器被配置为将所述n个控制信号中的一个与所述n个三角波中的一个作比较，以控制所述n个变换器中的每一个的第一开关中的一个。

7.根据权利要求6所述的DC-DC变换器，其中，所述控制单元进一步包括n个恒流源，所述n个恒流源被配置为根据所述n个第二输出电压的每一个来提供相互不同的电流。

8.根据权利要求7所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波产生单元包括：

n个电容器，所述n个电容器使用从所述n个恒流源的每一个输出的n个恒流的每一个来充电；

n个第二开关装置，所述n个第二开关装置被配置为控制所述n个电容器的每一个的充电或放电；以及

三角波控制单元，所述三角波控制单元被配置为控制所述n个第二开关装置以接通或关断。

9.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波控制单元基于所述n个电容器的被充电电压中的一个和所述n个控制信号中的一个来控制所述n个第二开关装置中的一个。

10.根据权利要求9所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波是在所述n个电容器的每一个的两端之间的电压。

11.一种DC-DC变换器，包括：

多个变换器，所述多个变换器彼此并联并且被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压；

电流感测单元，所述电流感测单元被配置为通过流过感测电阻器的所述变换器的输出电流来放大感测电压，以便输出第一输出电压；以及

电流平衡单元，所述电流平衡单元被配置为放大在所述第一输出电压的平均电压与所述第一输出电压中的一个之间的差信号，以便输出第二输出电压，

其中，根据所述第二输出电压的电平来控制所述第一脉冲信号的占空比。

12.根据权利要求11所述的DC-DC变换器，其中，所述电流感测单元的每一个包括：

第一放大器，所述第一放大器被配置为同相放大所述感测电压；以及，

第二放大器，所述第二放大器被配置为放大在所述第一放大器的输出与所述感测信号之间的差信号。

13.根据权利要求11所述的DC-DC变换器，其中，所述电流平衡单元的每一个包括：

第三放大器，所述第三放大器被配置为放大在所述第二放大器的输出电压与所述平均电压之间的差信号。

14.根据权利要求13所述的DC-DC变换器，进一步包括恒流源，所述恒流源被配置为基于所述第三放大器的输出电压来输出恒流。

15.根据权利要求14所述的DC-DC变换器，进一步包括三角波产生单元，所述三角波产生单元被配置为通过从所述恒流源输出的电流来产生三角波。

16.根据权利要求15所述的DC-DC变换器，其中，根据从所述三角波产生单元输出的所述三角波的梯度来控制所述第一脉冲信号的占空比。

17.根据权利要求15所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波产生单元包括：

电容器，所述电容器使用从所述恒流源输出的电流来充电；

第二开关装置，所述第二开关装置连接到所述电容器，并且被配置为将所述电容器连接到接地以将所述电容器放电；以及

三角波控制单元，所述三角波控制单元被配置为控制所述第二开关装置。

18.根据权利要求17所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波控制单元被配置为根据所述电容器的被充电电压来接通或关断所述第二开关装置。

19.根据权利要求12所述的DC-DC变换器，进一步包括求均值单元，所述求均值单元被配置为产生所述平均电压，并且

其中，所述求均值单元包括缓冲器，所述缓冲器被配置为对所述第一输出电压求均值以输出所述平均电压。

20.一种包括DC-DC变换器的能量存储***的电源，其中，所述DC-DC变换器包括：

n个变换器，所述n个变换器彼此并联并且被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平以输出输出电压，其中，所述n是2或2以上的整数；以及

控制单元，所述控制单元被配置为将n个感测电流的平均值分别与所述n个感测电流作比较，以调整所述第一脉冲信号的占空比，其中，从所述变换器的每一个来感测所述n个感测电流。

21.一种DC-DC变换器，包括：

至少一个变换器，所述至少一个变换器被配置为根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平，以输出输出电压；

至少一个控制单元，所述至少一个控制单元被配置为控制所述第一开关装置的接通/关断操作以调整所述第一脉冲信号的占空比。

22.根据权利要求21所述的DC-DC变换器，其中，多个变换器并联，并且通过独立的控制单元来控制每一个变换器。

23.根据权利要求21所述的DC-DC变换器，其中，所述控制单元包括：

误差放大器，所述误差放大器被配置为放大所述输出电压的误差，并且输出误差电流；

三角波产生单元，所述三角波产生单元被配置为产生三角波；

比较器，所述比较器被配置为将所述三角波的峰值与来自所述误差放大器的所述误差电流作比较，并且产生输出信号；以及

锁存单元，所述锁存单元被配置为基于来自所述比较器的所述输出信号来接通和关断所述第一开关装置。

24.根据权利要求23所述的DC-DC变换器，其中，所述三角波产生单元包括：

恒流源，所述恒流源被配置为产生恒流；

三角波控制单元，所述三角波控制单元被配置为输出脉冲信号；

反相器，所述反相器被配置为将从所述三角波控制单元接收的所述脉冲信号反相，并且输出反相的脉冲信号；

电容器，所述电容器被配置为通过来自所述恒流源的恒流来充电；以及

第二开关装置，所述第二开关装置被配置为基于所述反相的脉冲信号来控制所述电容器的充电和放电，使得所述三角波产生单元向所述比较器输出三角波。

25.一种用于控制DC-DC变换器的方法，所述DC-DC变换器包括并联的多个变换器，所述方法包括步骤：

根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平，以输出输出电压；以及

比较多个感测电流的平均值，其中，分别从所述多个变换器来感测所述多个感测电流，以调整所述第一脉冲信号的占空比。

26.一种用于控制DC-DC变换器的方法，所述DC-DC变换器包括并联的多个变换器，所述方法包括步骤：

根据被施加到第一开关装置的第一脉冲信号的占空比来调整输入电压的电平，以输出输出电压；

通过流过感测电阻器的所述变换器的输出电流来放大感测电压，以便输出第一输出电压；以及

放大在所述第一输出电压的平均电压与所述第一输出电压中的一个之间的差信号，以便输出第二输出电压，

其中，根据所述第二输出电压的电平来控制所述第一脉冲信号的占空比。