CN105048847B - 一种基于shepwm的变流器中点电压平衡控制方法 - Google Patents
一种基于shepwm的变流器中点电压平衡控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明涉及一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，包括以下步骤：根据控制***性能要求确定开关角数量和调制度；建立多电平中点钳位型变流器特定谐波消除控制方法数学模型，求得相应调制度时的开关角；对所求得的开关角度进行矢量化分析；分析不同的SHEPWM开关角度对变流器中点电压的影响；定量计算不同的SHEPWM开关角度对应的中点电压偏移量；利用对SHEPWM开关角的实时切换实现变流器的中点电压平衡控制。本发明的控制方法在消除特定低次谐波的同时，能有效控制中点电压平衡，极大的改善了输出波形，减小总谐波失真，且开关损耗低，算法复杂度低。
Description
技术领域
本发明涉及多电平变流器的调制方法，尤其涉及一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法。
技术背景
多电平中点钳位型变流器的特定谐波消除控制方法通过开关时刻的优化选择，恰当地控制变流器的脉宽调制电压波形，使逆变器输出的电压中不存在某些特定(低次)谐波，降低了功率器件的开关频率，减少了功率器件的开关损耗。
多电平中点钳位型变流器的特定谐波消除控制方法虽然能够有效的消除某些特定的低次谐波，减少功率器件的开关损耗，但是却不能有效的控制中点电压的平衡。针对多电平中点钳位型变流器中点电压平衡的问题，有许多控制策略被提出，大体分为二种，即硬件控制策略与软件控制策略。硬件控制策略一般要额外增加电源或者功率器件及储能器件，从而导致***体积的增大，成本提高，以及***的效率和稳定性降低，因此应用不多；相比之下，软件控制策略节省***的体积与成本的同时，具有很高的稳定性，但它增加了软件算法的复杂性。随着高性能DSP的快速发展，复杂的控制算法变得越来越容易实现，因此，基于控制算法的中点电压平衡控制方法获得了越来越多的关注。目前，基于控制算法的中点电压平衡控制方法大多是空间矢量调制策略，但是在控制中点电压平衡的同时不能有效的消除特定的低次谐波。根据文献检索，目前未见基于SHEPWM的中点电压平衡控制策略，本发明提出的控制策略在消除特定低次谐波的基础上，能有效的控制多电平中点钳位型变流器的中点电压平衡。
发明内容
本发明的目的是在消除特定低次谐波的同时，提供一种能有效地控制多电平中点钳位型变流器中点电压平衡的方法，具体技术方案如下：
一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，包括以下步骤：
步骤S1：根据控制***性能要求确定开关角数量和调制度；
步骤S2：建立多电平中点钳位型变流器特定谐波消除控制方法数学模型，根据步骤S1得到开关角数量和调制度通过优化算法求得相应调制度时的开关角；
步骤S3：将SHEPWM三相输出视为与SVPWM一致的空间矢量集，对步骤S2中所求得的开关角进行矢量化分析；
步骤S4：根据步骤S3的分析结果，将SHEPWM输出波形视为空间矢量，分析不同的开关角对多电平中点钳位型变流器中点电压的影响；
步骤S5：定量计算不同的开关角对应的多电平中点钳位变流器中点电压偏移量；
步骤S6：根据步骤S5的计算结果，利用对开关角的实时切换实现多电平中点钳位变流器的中点电压平衡控制。
进一步的，所述步骤S6包括以下步骤：
步骤S61：利用电压采集电路实时采集直流侧电容的电压值，将直流侧电容的电压值减去参考电压值(直流侧电压的一半)得到当前采样时刻中点电压的偏移值，将所述中点电压的偏移值反馈到DSP芯片中；
步骤S62：在DSP中，利用步骤S61的反馈值计算出当前采样周期内中点电压的总偏移量；
步骤S63：根据步骤S62得到的当前采样周期内中点电压的总偏移量，选择下一周期的开关角。
进一步优选的，基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，包括以下步骤：
步骤S1：根据控制***性能要求确定开关角数量为4个和调制度为1.0；
步骤S2：建立多电平中点钳位型变流器特定谐波消除控制方法数学模型，通过遗传算法求得调制度为1.0时的开关角；
步骤S3：将SHEPWM三相输出视为与SVPWM一致的空间矢量集，对步骤S2中所求得的开关角进行矢量化分析；
步骤S4：根据步骤S3的分析结果，将SHEPWM输出波形视为空间矢量，分析不同的开关角对多电平中点钳位型变流器中点电压的影响；
步骤S5：定量计算不同的开关角对应的多电平中点钳位变流器中点电压偏移量；用H来表示中点电压所允许偏移的最大上限，ΔUc表示中点电压偏移量，将不同的开关角根据对中点电压的影响分成四组，第(1)组开关角使ΔUc>H，第(2)组开关角使0<ΔUc<H，第(3)组开关角使-H<ΔUc<0，第(4)组开关角使ΔUc<-H；
步骤S6：包括以下步骤：
步骤S61：利用电压采集电路实时采集直流侧电容的电压值，将直流侧电容的电压值减去参考电压值(直流侧电压的一半)得到当前采样时刻中点电压的偏移值，将所述中点电压的偏移值反馈到DSP芯片中；
步骤S62：在DSP中，利用步骤S61的反馈值计算出当前采样周期内中点电压的总偏移量；
步骤S63：根据步骤S62得到的当前采样周期内中点电压的总偏移量，选择下一周期的开关角，若当前采样周期内中点电压的总偏移量大于H时，则在下一周期内选择第(4)组开关角；若当前采样周期内中点电压的总偏移量大于零小于H时，则在下一作用周期内选择第(3)组开关角；若当前采样周期内中点电压的总偏移量大于-H小于零时，则在下一作用周期内选择第(2)组开关角；若当前采样周期内中点电压的总偏移量小于-H时，则在下一作用周期内选择第(1)组开关角。
进一步的，所述多电平中点钳位型变流器为三电平中点钳位型变流器，三电平中点钳位型变流器应用较广较常见。
进一步的，根据多电平变流器控制规律生成PWM信号时，加入死区时间。可有效地避免延迟效应所造成的一个桥臂未完全关断，而另一桥臂又处于导通状态，避免直通损毁模块。
本发明的有益效果在于：
(1)本发明的控制方法将多电平中点钳位型变流器的特定谐波消除控制方法与中点电压平衡结合，在消除特定低次谐波同时，能有效控制中点电压平衡，极大的改善了输出波形，减小总谐波失真。
(2)本发明使用的是SHEPWM控制算法，相比较SPWM和SVPWM而言，具有更低的开关频率，从而大大的降低了功率器件的开关损耗。
(3)本发明使用SHEPWM方法控制多电平变频器的中点电压平衡，相比较于用SPWM和SVPWM控制中点电压平衡的方法而言，有效的降低了算法的复杂度。
附图说明
图1、本发明的控制方法流程图
图2、三电平SVPWM矢量图
图3、本发明的实施例的三相电压输出波形
图中：p表示π
具体实施方式
以三电平中点钳位型变流器为例，对本发明的SHEPWM中点电压平衡控制方法做进一步的说明。
基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，包括以下步骤：
步骤S1：根据控制***性能要求确定开关角数量和调制度；本实施例中选取开关角为4个，调制度为1。
步骤S2：建立多电平中点钳位型变流器特定谐波消除控制方法数学模型，
式中Ud为直流侧电源电压，基波调制度N为1/4周期内所取开关角个数，开关角应满足条件：M为所含谐波的次数；Usm(M)为M次谐波的参考电压；
本发明取N＝4，调制度m＝1.0为例，通过遗传算法求得四组开关角；
求出四组开关角如表1所示。
表1m＝1.0时开关角
| 解集 | α1 | α2 | α3 | α4 |
| ① | 4.10424 | 7.33147 | 17.4061 | 87.6462 |
| ② | 14.2251 | 63.3489 | 67.8868 | 83.5792 |
| ③ | 19.1006 | 46.5388 | 53.5809 | 85.4508 |
| ④ | 47.099 | 57.6101 | 65.293 | 90.000 |
步骤S3：将SHEPWM三相输出视为与SVPWM一致的空间矢量集，对步骤S2中所求得的开关角进行矢量化分析；研究SHEPWM与空间矢量脉宽调制(SVPWM)之间的本质联系，将SHEPWM三相输出视为与SVPWM一致的空间矢量集，对所求解的三相开关角进行矢量化。本发明以α1＝14°、α2＝63°、α3＝67°、α4＝83°(注：为论述简单，小数点后面的数据舍去)为例进行说明，该解集下三相电压输出波形如图3所示，根据输出相电压的不同，将三电平变流器的输出分为3种状态P(正输出)，O(零输出)，N(负输出)。在SHEPWM控制下，每一时刻都有其对应的输出状态。令a相相位为θ时的三相输出分别为a(θ)，b(θ)，c(θ)。SHEPWM的c相开关状态可由a相输出延迟120°得到，如式(2)。
c(θ)＝a(θ+120°) (2)
由于SHEPWM波形关于180°奇对称，关于90°偶对称，即：
a(180°-θ)＝a(θ) (3)
a(360°-θ)＝-a(θ) (4)
根据式(2)、(3)、(4)，计算c(θ+60°)得：
由式(4)可以看出若已知a相某一角度的输出状态，则可根据该等式得到该角度延迟60°之后在c相的输出状态。
同理，由b、c相上电压输出波形的奇偶对称关系可得式(6)、(7)：
a(θ+60°)＝-b(θ) (6)
b(θ+60°)＝-c(θ) (7)
结合式(5)、(6)、(7)，若已知SHEPWM中某一时刻的三相输出状态，则可根据公式得到延迟60°后的三相输出状态。
三电平SVPWM矢量图如图2所示，由图可知某矢量与其逆时针旋转60°得到的新矢量也满足式(5)、(6)、(7)，因此SHEPWM与SVPWM有着本质的联系，SVPWM的A大区对应SHEPWM输出波形的90°到150°区域，其它区域以此类推。所以只需取一个60°来研究开关角矢量化的结果。0°-60°的SHEPWM波形可以被看成不同的空间矢量，如表2所示。
表2 SHEPWM波形0°-60°的矢量化结果
步骤S4：根据步骤S3的分析结果，将SHEPWM输出波形视为空间矢量，分析不同的开关角对多电平中点钳位型变流器中点电压的影响；基于以上分析可知，三相SHEPWM输出波形可以被看成空间矢量，包括：零矢量，正小矢量，负小矢量，中矢量，大矢量。若定义逆变器的开关状态为：Sx＝[Sa,Sb,Sc]，则各相电压表示为
式中：
相应的中点电流inp(t)的表达式为：
inp(t)＝-(|Sa(t)|ia(t)+|Sb(t)|ib(t)+|Sc(t)|ic(t)) (10)
式中ia(t),ib(t),ic(t)分别为三相输出电流。不同矢量作用时对应的中点电流情况如表3所示，其中零矢量和大矢量作用时对中点电流没有影响。
表3不同矢量作用时对应的中点电流
| 正小矢量 | inp(t) | 负小矢量 | inp(t) | 中矢量 | inp(t) |
| POO | -ia(t) | ONN | ia(t) | PON | ib(t) |
| PPO | ic(t) | OON | -ic(t) | OPN | ia(t) |
| OPO | -ib(t) | NON | ib(t) | NPO | ic(t) |
| OPP | ia(t) | NOO | -ia(t) | NOP | ib(t) |
| OOP | -ic(t) | NNO | ic(t) | ONP | ia(t) |
| POP | ib(t) | ONO | -ib(t) | PNO | ic(t) |
规定电流流出变流器的方向为正，定义中点电压偏移量的表达式如下：
Unp(t)＝UC2(t)-UC1(t) (11)
当中点电流为正的时候，电流流出变流器，直流侧下电容放电，中点电压降低；同理，当中点电流为负的时候，电流流进变流器，直流侧下电容充电，中点电压升高。进而得到不同矢量作用时对中点电压的影响如表4所示，其中“+”表示使中点电压升高，“-”表示使中点电压降低，零矢量和大矢量对中点电压没有影响。
表4不同矢量作用时对中点电压的影响
以图3中SHEPWM波形的0°-60°为例说明开关角对中点电压的影响。其中，小矢量ONP,POP,PNO使中点电压降低，总的作用时间为24°；小矢量OOP，POO使中点电压升高，总的作用时间为8°；大矢量PNP对中点电压没有影响。因为使中点电压降低的矢量的作用时间大于使中点电压升高的矢量的作用时间，所以在0°-60°内中点电压将降低。由步骤②的分析结果可知，只需要分析0°-60°内各矢量对中点电压的影响就可以判断出这组开关角对中点电压的影响，所以α1＝14.2251°、α2＝63.3489°、α3＝67.8868°、α4＝83.5792°这一组开关角使中点电压降低，对其他的开关角可以做出类似的分析可知，有的开关角使中点电压升高，有的使中点电压降低。
步骤S5：定量计算不同的开关角对应的多电平中点钳位变流器中点电压偏移量；
定义三相输出电流为：
设inp1，inp2，inp3分别为当a相从0°到120°，120°到240°，240°到360°期间内中电电流的总偏移量为，则有：
其中x(θ),y(θ),z(θ)的定义为：
推导出inp1和inp2之间的关系如下：
同理可得inp3＝inp1，所以在一个周期内中电电流的总偏移量为：
由此可以推导出一个周期内中点电压的总偏移量为：
式中，C2为直流侧下侧电容容值，Unp(t)为t时刻中点电压偏移值，根据(17)式可以计算出不同的开关角在一个周期内中点电压的总偏移量。本发明以表5中的四组开关角为例说明不同的开关角对中点电压不同程度的影响，其中H为中点电压所允许偏移的最大上限，-H为中点电压所允许偏移的最大下限。ΔUc表示中点电压偏移量，将不同的开关角根据对中点电压的影响分成四组，第(1)组开关角使ΔUc>H，第(2)组开关角使0<ΔUc<H，第(3)组开关角使-H<ΔUc<0，第(4)组开关角使ΔUc<-H；
表5不同的开关角对中点电压的影响
步骤S6：包括以下步骤：
步骤S61：利用电压采集电路实时采集直流侧电容的电压值，将直流侧电容的电压值减去参考电压值(直流侧电压的一半)得到当前采样时刻中点电压的偏移值，将所述中点电压的偏移值反馈到DSP芯片中；
步骤S62：在DSP中，利用步骤S61的反馈值计算出当前采样周期内中点电压的总偏移量；
步骤S63：控制方法的流程图如图1所示，用电压采集电路采集到的直流侧电容的电压值减去参考电压值(直流侧电压的一半)，即为该采样时刻中点电压的偏移值，使之反馈到DSP芯片中，计算出当前采样周期内中点电压的总偏移量。
以表5为例说明如何实时切换开关角控制多电平变流器的中点电压平衡。若当前采样周期内中点电压的总偏移量大于H时，则在下一作用周期内选择第(4)组开关角；若当前采样周期内中点电压的总偏移量大于零小于H时，则在下一作用周期内选择第(3)组开关角；若当前采样周期内中点电压的总偏移量大于-H小于零时，则在下一作用周期内选择第(2)组开关角；若当前采样周期内中点电压的总偏移量小于-H时，则在下一作用周期内选择第(1)组开关角。根据多电平变流器控制规律生成PWM信号时，加入死区时间。
Claims (4)
1.一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1：根据控制***性能要求确定开关角个数N和基波调制度m；
步骤S2：建立多电平中点钳位型变流器特定谐波消除控制方法数学模型，
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式中Ud为直流侧电源电压，基波调制度N为开关角个数，开关角应满足条件：M为所含谐波的次数；Usm(M)为M次谐波的参考电压；
根据步骤S1得到开关角个数N和基波调制度m，通过优化算法求得相应基波调制度m时的开关角；
步骤S3：将SHEPWM三相输出视为与SVPWM一致的空间矢量集，对步骤S2中所求得的开关角进行矢量化分析；
步骤S4：根据步骤S3的分析结果，将SHEPWM输出波形视为空间矢量，分析不同的开关角对多电平中点钳位型变流器中点电压的影响；
步骤S5：定量计算不同的开关角对应的多电平中点钳位变流器中点电压总偏移量；
其中△Uc为变流器中点电压总偏移量；inp1为a相从0°到120°期间中点电流的偏移量，C2为直流侧下侧电容容值，Unp(t)为t时刻中点电压偏移值，inp_total为一个开关周期内中点电流总偏移量；ia(θ)，ib(θ)，ic(θ)分别为三相输出电流值；x(θ),y(θ),z(θ)的定义为：
步骤S6：根据步骤S5的计算结果，利用对开关角的实时切换实现多电平中点钳位变流器的中点电压平衡控制。
2.如权利要求1所述的一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S6包括以下步骤：
步骤S61：利用电压采集电路实时采集直流侧电容的电压值，将直流侧电容的电压值减去参考电压值得到当前采样时刻中点电压的偏移值，将所述中点电压的偏移值反馈到DSP芯片中，所述参考电压值为直流侧电源电压Ud的一半；
步骤S62：在DSP中，利用步骤S61的反馈值计算出当前采样周期内中点电压的总偏移量；
步骤S63：根据步骤S62得到的当前采样周期内中点电压的总偏移量，选择下一周期的开关角。
3.如权利要求1所述的一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，其特征在于：所述多电平中点钳位型变流器为三电平中点钳位型变流器。
4.如权利要求1-3中任一项所述的一种基于SHEPWM的变流器中点电压平衡控制方法，其特征在于：根据多电平变流器控制规律生成PWM信号时，加入死区时间。
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