CN105048825A - 超大功率级联型高压变频器及其抑制浪涌的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超大功率级联型高压变频器及其抑制浪涌的方法，涉及高压变频领域。该级联型高压变频器包括两个或多个移相变压器组、24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8、高压10kV电源、低压380V电源、激磁浪涌抑制电路，高压10kV电源通过激磁浪涌抑制电路与移相变压器原边绕组相连，移相变压器副边绕组与24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8相连，移相变压器设置有低压辅助绕组；激磁浪涌抑制电路包括第一真空断路器QF1、第二真空断路器QF2、限流电阻R0。本发明能有效抑制激磁浪涌，提高产品的可靠性和稳定性，降低成本，降低移相变压器的生产难度，方便后期搬运安装。

Description

超大功率级联型高压变频器及其抑制浪涌的方法

技术领域

本发明涉及高压变频领域，具体是涉及一种超大功率级联型高压变频器及其抑制浪涌的方法。

背景技术

我国工业化的快速发展促进了电动机制造与应用向高压大功率方向发展。超大功率级联型高压变频器用以拖动高压大功率电机，在冶金、石化、化工行业得到了广泛的应用。在超大功率应用场合，如冶金行业高炉风机功率一般集中在20兆瓦以上，往往采用两台或多台高压变频器并联进行拖动，参见图1所示，并机的技术难度较大，多台高压变频器同时运行，其中任意一台出现故障时，整个并机***就会过负荷运行或者停机，严重影响***的可靠性和稳定性。

超大功率级联型高压变频器的核心由多绕组移相变压器和多组功率单元组成。大功率移相变压器上电瞬间，激磁浪涌很大。与此同时，功率单元内部有大量电容器组作为整流环节的支撑电容，这些电容在充电瞬间相当于短路，充电浪涌很大。超大功率级联型高压变频器上电瞬间的激磁浪涌及充电浪涌如果不加以抑制，容易引起上级开关跳闸，影响同网其他设备的正常运行。

参见图2所示，为了防止功率单元电容上电瞬间造成的充电浪涌，传统的做法是在功率单元内部直流母线与电容C1～C3之间串联充电电阻R4，在充电电阻R4的两端并接充电接触器K1。在功率单元上电瞬间，通过充电电阻R4对电容组C1-C3进行充电。

当电容电压达到一定电压值时，闭合充电接触器K1，短接充电电阻R4。此方法每个功率单元内部都需安装充电电阻和充电接触器，以及对应的控制电路，不仅增加了成本，还增加了工艺复杂程度，并且降低了产品的可靠性。

发明内容

本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足，提供一种超大功率级联型高压变频器及其抑制浪涌的方法，能有效抑制激磁浪涌，提高产品的可靠性和稳定性，能够降低成本，有效降低移相变压器的生产难度，方便后期搬运安装。

本发明提供一种超大功率级联型高压变频器，包括两个或多个移相变压器组、24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8、高压10kV电源、低压380V电源、激磁浪涌抑制电路，所述高压10kV电源通过激磁浪涌抑制电路与移相变压器原边绕组相连，移相变压器副边绕组与24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8相连，移相变压器设置有低压辅助绕组；所述激磁浪涌抑制电路包括第一真空断路器QF1、第二真空断路器QF2、充电电阻R0，第一真空断路器QF1的一端与高压10kV电源相连，另一端与充电电阻R0的一端相连，充电电阻R0的另一端与变频器的输入端相连，第二真空断路器QF2并联在充电电阻R0的两端。

在上述技术方案的基础上，每个功率单元包括6个整流二极管D1～D6、3个电容C1～C3、3个均压电阻R1～R3、4个绝缘栅双极晶体管T1～T4、2个交流输出端子CL1～CL2，功率单元ABC三相输入端从移相变压器副边绕组取电，由D1～D6构成的整流桥整流后，由电容C1～C3滤波储能，控制T1～T4按SPWM正弦脉宽调制依次导通，将直流母线电压逆变为交流方波电压由CL1、CL2交流输出端输出。

在上述技术方案的基础上，所述高压变频器还包括充电浪涌抑制电路，低压380V电源通过充电浪涌抑制电路与辅助绕组相连。

在上述技术方案的基础上，所述电容C1～C3在功率单元上电的瞬间发生短路，通过充电浪涌抑制电路抑制充电浪涌电流。

在上述技术方案的基础上，所述充电浪涌抑制电路包括第一空气断路器Q1、第一充电接触器KM1、分别串联在三相线路中的充电电阻R5～R7、第二空气断路器Q2、第二充电接触器KM2、分别串联在三相线路中的充电电阻R8～R10、第三空气断路器Q3、第一移相变压器T1辅助绕组和第二移相变压器T2辅助绕组，第一空气断路器Q1的输入端与低压380V电源相连接，第一空气断路器Q1的输出端与第一充电接触器KM1的输入端连接，第一充电接触器KM1的输出分为两条支路：第一条支路与分别串联在三相线路中的电阻R5～R7、第二空气断路器Q2串联，第二空气断路器Q2的输出端与第一移相变压器T1的辅助绕组相连；第二条支路与第二充电接触器KM2、分别串联在三相线路中的电阻R8～R10、第三空气断路器Q3串联，第三空气断路器Q3的输出端与第二移相变压器T2的辅助绕组相连。

在上述技术方案的基础上，所述限流电阻R0、充电电阻R5～R7、R8～R10均为功率波纹电阻，表面涂覆高阻燃无机涂层。

在上述技术方案的基础上，所述移相变压器副边通过延边三角形技术达到多重化整流的目的，各移相绕组角度差为60°/N，N为移相变压器副边绕组数量。

在上述技术方案的基础上，N＝8时，对于副边8绕组的移相变压器，移相角度差为7.5°；每个移相变压器设置有1个原边绕组、4个副边移相绕组、1个与原边同相低压辅助绕组，T1的4个移相绕组相对原边绕组，移相角度分别为26.25°、18.75°、11.25°、3.75°，移相角度为26.25°的绕组分别与功率单元A1、功率单元B1、功率单元C1的输入端连接，移相角度为18.75°的绕组分别与功率单元A2、功率单元B2、功率单元C2的输入端连接，移相角度为11.25°的绕组分别与功率单元A3、功率单元B3、功率单元C3的输入端连接，移相角度为3.75°的绕组分别与功率单元A4、功率单元B4、功率单元C4的输入端连接；T2的4个移相绕组相对原边绕组，移相角度分别为-3.75°、-11.25°、-18.75°、-26.25°，移相角度为-3.75°的绕组分别与功率单元A5、功率单元B5、功率单元C5的输入端连接，移相角度为-11.25°的绕组分别与功率单元A6、功率单元B6、功率单元C6的输入端连接，移相角度为-18.75°的绕组分别与功率单元A7、功率单元B7、功率单元C7的输入端连接，移相角度为-26.25°的绕组分别与功率单元A8、功率单元B8、功率单元C8的输入端连接。

在上述技术方案的基础上，所述高压变频器的输出由功率单元的输出依次串联组成：功率单元A1-A8串联组成高压变频器A相输出、功率单元B1-B8串联组成高压变频器B相输出、功率单元C1-C8串联组成高压变频器C相输出。

在上述技术方案的基础上，T1、T2的原边绕组并联，并联后与激磁浪涌抑制电路相连接；T1、T2的低压辅助绕组分别与充电浪涌抑制电路相连接。

本发明还提供一种基于上述超大功率级联型高压变频器的抑制浪涌的方法，包括以下步骤：

S1、首先对高压变频器进行功率单元预充电操作，闭合第一空气断路器Q1、第二空气断路器Q2、第三空气断路器Q3，接入低压380V电源和T1、T2的辅助绕组；整机控制单元发出预充电命令，闭合第二充电接触器KM2，第一充电接触器KM1随后闭合，辅助绕组通电，移相绕组产生感应电压，功率单元通过充电电阻R5～R7、R8～R10缓慢给电容充电；第一充电接触器KM1的控制线圈取第二充电接触器KM2的常开触点，第二充电接触器KM2闭合后，第一充电接触器KM1才会闭合；

S2、当电容电压到达预设电压值时，功率单元内部控制电源得电工作，通过光纤开始向上层整机控制单元发送信息，当上层控制单元检测到电容电压上升至额定工作电压的预设比例时，发出预充电结束命令，第二充电接触器KM2断开，随后第一充电接触器KM1断开；

S3、在确认预充电操作完成后，第一充电接触器KM1、第二充电接触器KM2处于断开状态，闭合高压进线第一真空断路器QF1，T1和T2原边绕组通过限流电阻R0接入高压电源，移相变压器原边激磁浪涌得到有效抑制；

S4、第一真空断路器QF1闭合一段时间后，第二真空断路器QF2闭合，限流电阻R0被短接。

在上述技术方案的基础上，步骤S2中，所述预设电压值为400V。

在上述技术方案的基础上，步骤S2中，所述预设比例为80％。

在上述技术方案的基础上，步骤S4中，所述第一真空断路器QF1闭合的时间为2秒。

与现有技术相比，本发明的优点如下：

(1)现有技术中，在大功率应用场合下一般采用多机并联方案，逆变器并联输出通常都接电抗器进行均流，起环流抑制的作用。与大功率应用场合下的多机并联方案相比，本发明中的超大功率级联型高压变频器直接接用户电机，输出无需均流电抗器，激磁浪涌抑制电路能有效抑制激磁浪涌，提高产品的可靠性和稳定性。

(2)本发明中设置有充电浪涌抑制电路，能有效抑制充电浪涌，提高产品的可靠性和稳定性。

(3)与在每个功率单元内部增加功率电阻、接触器及对应的控制电路相比，本发明在每个功率单元内部都省去了充电电阻R4和充电接触器K1，将传统级联型高压变频器的移相变压器分解为两个或多个移相变压器，移相变压器副边移相绕组对应减少。在超大功率应用场合，单台移相变压器由于容量和绕组减少，能够显著降低成本，性价比高，经济效益明显；还能够降低移相变压器的生产难度，方便后期搬运安装，提高产品的可靠性和稳定性。

附图说明

图1是现有的大功率应用场合下高压变频并联方案的电路图。

图2是现有的充电浪涌抑制功率单元的电路图。

图3是本发明实施例中超大功率级联型高压变频器的电路图。

图4是本发明实施例中单个功率单元的电路图。

图5是本发明实施例中激磁浪涌抑制电路的电路图。

图6是本发明实施例中充电浪涌抑制电路的电路图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细描述。

参见图3所示，本发明实施例提供一种超大功率级联型高压变频器，包括两个或多个移相变压器组、24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8、高压10kV电源、低压380V电源、充电浪涌抑制电路、激磁浪涌抑制电路。高压10kV电源通过激磁浪涌抑制电路与移相变压器原边绕组相连，移相变压器副边绕组与24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8相连，移相变压器设置有低压辅助绕组，低压380V电源通过充电浪涌抑制电路与辅助绕组相连。

参见图4所示，每个功率单元包括6个整流二极管D1～D6、3个电容C1～C3、3个均压电阻R1～R3、4个绝缘栅双极晶体管T1～T4、2个交流输出端子CL1～CL2，功率单元ABC三相输入端从移相变压器副边绕组取电，由D1～D6构成的整流桥整流后，由电容C1～C3滤波储能，控制T1～T4按SPWM正弦脉宽调制依次导通，将直流母线电压逆变为交流方波电压由CL1、CL2交流输出端输出。电容C1～C3在功率单元上电的瞬间发生短路，通过充电浪涌抑制电路抑制充电浪涌电流，减小对整流桥及电容组的冲击。

参见图5所示，激磁浪涌抑制电路包括第一真空断路器QF1、第二真空断路器QF2、限流电阻R0，第一真空断路器QF1的一端与高压10kV电源相连，另一端与限流电阻R0的一端相连，限流电阻R0的另一端与变频器的输入端相连，第二真空断路器QF2并联在限流电阻R0的两端。

参见图6所示，充电浪涌抑制电路包括第一空气断路器Q1、第一充电接触器KM1、分别串联在三相线路中的充电电阻R5～R7、第二空气断路器Q2、第二充电接触器KM2、分别串联在三相线路中的充电电阻R8～R10、第三空气断路器Q3、第一移相变压器T1辅助绕组和第二移相变压器T2辅助绕组，第一空气断路器Q1的输入端与低压380V电源相连接，第一空气断路器Q1的输出端与第一充电接触器KM1的输入端连接，第一充电接触器KM1的输出分为两条支路：第一条支路与分别串联在三相线路中的电阻R5～R7、第二空气断路器Q2串联，第二空气断路器Q2的输出端与第一移相变压器T1的辅助绕组相连；第二条支路与第二充电接触器KM2、分别串联在三相线路中的电阻R8～R10、第三空气断路器Q3串联，第三空气断路器Q3的输出端与第二移相变压器T2的辅助绕组相连。

限流电阻R0、充电电阻R5～R7、R8～R10均为功率波纹电阻，散热效果好，表面涂覆高阻燃无机涂层，有效保护电阻丝不被氧化，耐功率冲击特性强。

对于级联型高压变频器，移相变压器副边通过延边三角形技术达到多重化整流的目的，各移相绕组角度差为60°/N，N为移相变压器副边绕组数量。N＝8时，对于副边8绕组的移相变压器，移相角度差为7.5°。两个或多个移相变压器的移相绕组，其移相角度按照多重化移相角度进行依次分布，辅助绕组与原边绕组同相位。低压电源及辅助绕组额定电压均为交流380V。

参见图3所示，每个移相变压器设置有1个原边绕组、4个副边移相绕组、1个与原边同相低压辅助绕组。T1移相变压器的4个移相绕组相对原边绕组，移相角度分别为26.25°、18.75°、11.25°、3.75°，移相角度为26.25°的绕组分别与功率单元A1、功率单元B1、功率单元C1的输入端连接，移相角度为18.75°的绕组分别与功率单元A2、功率单元B2、功率单元C2的输入端连接，移相角度为11.25°的绕组分别与功率单元A3、功率单元B3、功率单元C3的输入端连接，移相角度为3.75°的绕组分别与功率单元A4、功率单元B4、功率单元C4的输入端连接。第二移相变压器T2的4个移相绕组相对原边绕组，移相角度分别为-3.75°、-11.25°、-18.75°、-26.25°，移相角度为-3.75°的绕组分别与功率单元A5、功率单元B5、功率单元C5的输入端连接，移相角度为-11.25°的绕组分别与功率单元A6、功率单元B6、功率单元C6的输入端连接，移相角度为-18.75°的绕组分别与功率单元A7、功率单元B7、功率单元C7的输入端连接，移相角度为-26.25°的绕组分别与功率单元A8、功率单元B8、功率单元C8的输入端连接。

高压变频器的输出由功率单元的输出依次串联组成：功率单元A1-A8串联组成高压变频器A相输出、功率单元B1-B8串联组成高压变频器B相输出、功率单元C1-C8串联组成高压变频器C相输出。

T1、T2的原边绕组并联，并联后与激磁浪涌抑制电路相连接；T1、T2的低压辅助绕组分别与充电浪涌抑制电路相连接。

本发明中移相变压器单台副边绕组虽然减少，但仍按照整个***副边绕组进行移相角度设计。与副边绕组所连接的功率单元整流环节采用不控整流，由于副边绕组移相角度仍按多重化整流设计，原边并联，原边的谐波电压含量与单台8绕组移相变压器原边谐波电压含量是等效一致的。

本发明实施例还提供一种基于上述超大功率级联型高压变频器的抑制浪涌的方法，包括以下步骤：

S1、首先对高压变频器进行功率单元预充电操作，闭合第一空气断路器Q1、第二空气断路器Q2、第三空气断路器Q3，接入低压380V电源和T1、T2的辅助绕组；整机控制单元发出预充电命令，闭合第二充电接触器KM2，第一充电接触器KM1随后闭合，辅助绕组通电，移相绕组产生感应电压，功率单元通过充电电阻R5～R7、R8～R10缓慢给电容充电；第一充电接触器KM1的控制线圈取第二充电接触器KM2的常开触点，第二充电接触器KM2闭合后，第一充电接触器KM1才会闭合。

S2、当电容电压到达预设电压值(例如400V左右)时，功率单元内部控制电源得电工作，通过光纤开始向上层整机控制单元发送信息，当上层控制单元检测到电容电压上升至额定工作电压的预设比例(例如80％)时，发出预充电结束命令，第二充电接触器KM2断开，随后第一充电接触器KM1断开；设置第一充电接触器KM1和第二充电接触器KM2机械闭锁的目的在于，防止由于制造工艺误差，T1、T2辅助绕组不同相，高压上电后，辅助绕组间存在环流。

S3、在确认预充电操作完成后，第一充电接触器KM1、第二充电接触器KM2处于断开状态，闭合高压进线第一真空断路器QF1，T1和T2原边绕组通过限流电阻R0接入高压电源，由于限流电阻R0的作用，移相变压器原边激磁浪涌得到有效抑制。

S4、第一真空断路器QF1闭合一段时间(约2s)后，第二真空断路器QF2闭合，限流电阻R0被短接。

本发明超大功率高压变频器不采用多台中小功率高压变频器并联方式。单机***方案由单台移相变压器、多组功率单元方式改为两台或多台移相变压器、多组功率单元组成，降低了移相变压器生产工艺难度。功率单元由传统的每台都配置充电电阻和接触器方案，改为由辅助绕组集中充电方案，降低了功率单元生产成本。多台变压器原边并联，原边接入激磁浪涌抑制电路，有效降低了***上电浪涌冲击。

整体而言，本发明实施例中的超大功率级联型高压变频器，生产制造工艺简单，性价比高，技术难度低，能够有效提高装置的可靠性，同时变压器体积小，方便安装、运输。

本领域的技术人员可以对本发明实施例进行各种修改和变型，倘若这些修改和变型在本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则这些修改和变型也在本发明的保护范围之内。

说明书中未详细描述的内容为本领域技术人员公知的现有技术。

Claims (14)

1.一种超大功率级联型高压变频器，包括两个或多个移相变压器组、24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8、高压10kV电源、低压380V电源、激磁浪涌抑制电路，其特征在于：所述高压10kV电源通过激磁浪涌抑制电路与移相变压器原边绕组相连，移相变压器副边绕组与24个功率单元A1～A8、B1～B8、C1～C8相连，移相变压器设置有低压辅助绕组；所述激磁浪涌抑制电路包括第一真空断路器QF1、第二真空断路器QF2、充电电阻R0，第一真空断路器QF1的一端与高压10kV电源相连，另一端与充电电阻R0的一端相连，充电电阻R0的另一端与变频器的输入端相连，第二真空断路器QF2并联在充电电阻R0的两端。

2.如权利要求1所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：每个功率单元包括6个整流二极管D1～D6、3个电容C1～C3、3个均压电阻R1～R3、4个绝缘栅双极晶体管T1～T4、2个交流输出端子CL1～CL2，功率单元ABC三相输入端从移相变压器副边绕组取电，由D1～D6构成的整流桥整流后，由电容C1～C3滤波储能，控制T1～T4按SPWM正弦脉宽调制依次导通，将直流母线电压逆变为交流方波电压由CL1、CL2交流输出端输出。

3.如权利要求2所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：所述高压变频器还包括充电浪涌抑制电路，低压380V电源通过充电浪涌抑制电路与辅助绕组相连。

4.如权利要求3所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：所述电容C1～C3在功率单元上电的瞬间发生短路，通过充电浪涌抑制电路抑制充电浪涌电流。

5.如权利要求3所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：所述充电浪涌抑制电路包括第一空气断路器Q1、第一充电接触器KM1、分别串联在三相线路中的充电电阻R5～R7、第二空气断路器Q2、第二充电接触器KM2、分别串联在三相线路中的充电电阻R8～R10、第三空气断路器Q3、第一移相变压器T1辅助绕组和第二移相变压器T2辅助绕组，第一空气断路器Q1的输入端与低压380V电源相连接，第一空气断路器Q1的输出端与第一充电接触器KM1的输入端连接，第一充电接触器KM1的输出分为两条支路：第一条支路与分别串联在三相线路中的电阻R5～R7、第二空气断路器Q2串联，第二空气断路器Q2的输出端与第一移相变压器T1的辅助绕组相连；第二条支路与第二充电接触器KM2、分别串联在三相线路中的电阻R8～R10、第三空气断路器Q3串联，第三空气断路器Q3的输出端与第二移相变压器T2的辅助绕组相连。

6.如权利要求5所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：所述限流电阻R0、充电电阻R5～R7、R8～R10均为功率波纹电阻，表面涂覆高阻燃无机涂层。

7.如权利要求5所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：所述移相变压器副边通过延边三角形技术达到多重化整流的目的，各移相绕组角度差为60°/N，N为移相变压器副边绕组数量。

8.如权利要求7所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：N＝8时，对于副边8绕组的移相变压器，移相角度差为7.5°；每个移相变压器设置有1个原边绕组、4个副边移相绕组、1个与原边同相低压辅助绕组，T1的4个移相绕组相对原边绕组，移相角度分别为26.25°、18.75°、11.25°、3.75°，移相角度为26.25°的绕组分别与功率单元A1、功率单元B1、功率单元C1的输入端连接，移相角度为18.75°的绕组分别与功率单元A2、功率单元B2、功率单元C2的输入端连接，移相角度为11.25°的绕组分别与功率单元A3、功率单元B3、功率单元C3的输入端连接，移相角度为3.75°的绕组分别与功率单元A4、功率单元B4、功率单元C4的输入端连接；T2的4个移相绕组相对原边绕组，移相角度分别为-3.75°、-11.25°、-18.75°、-26.25°，移相角度为-3.75°的绕组分别与功率单元A5、功率单元B5、功率单元C5的输入端连接，移相角度为-11.25°的绕组分别与功率单元A6、功率单元B6、功率单元C6的输入端连接，移相角度为-18.75°的绕组分别与功率单元A7、功率单元B7、功率单元C7的输入端连接，移相角度为-26.25°的绕组分别与功率单元A8、功率单元B8、功率单元C8的输入端连接。

9.如权利要求8所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：所述高压变频器的输出由功率单元的输出依次串联组成：功率单元A1-A8串联组成高压变频器A相输出、功率单元B1-B8串联组成高压变频器B相输出、功率单元C1-C8串联组成高压变频器C相输出。

10.如权利要求5所述的超大功率级联型高压变频器，其特征在于：T1、T2的原边绕组并联，并联后与激磁浪涌抑制电路相连接；T1、T2的低压辅助绕组分别与充电浪涌抑制电路相连接。

11.一种基于权利要求5所述超大功率级联型高压变频器的抑制浪涌的方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、首先对高压变频器进行功率单元预充电操作，闭合第一空气断路器Q1、第二空气断路器Q2、第三空气断路器Q3，接入低压380V电源和T1、T2的辅助绕组；整机控制单元发出预充电命令，闭合第二充电接触器KM2，第一充电接触器KM1随后闭合，辅助绕组通电，移相绕组产生感应电压，功率单元通过充电电阻R5～R7、R8～R10缓慢给电容充电；第一充电接触器KM1的控制线圈取第二充电接触器KM2的常开触点，第二充电接触器KM2闭合后，第一充电接触器KM1才会闭合；

S2、当电容电压到达预设电压值时，功率单元内部控制电源得电工作，通过光纤开始向上层整机控制单元发送信息，当上层控制单元检测到电容电压上升至额定工作电压的预设比例时，发出预充电结束命令，第二充电接触器KM2断开，随后第一充电接触器KM1断开；

S3、在确认预充电操作完成后，第一充电接触器KM1、第二充电接触器KM2处于断开状态，闭合高压进线第一真空断路器QF1，T1和T2原边绕组通过限流电阻R0接入高压电源，移相变压器原边激磁浪涌得到有效抑制；

S4、第一真空断路器QF1闭合一段时间后，第二真空断路器QF2闭合，限流电阻R0被短接。

12.如权利要求11所述的抑制浪涌的方法，其特征在于：步骤S2中，所述预设电压值为400V。

13.如权利要求11所述的抑制浪涌的方法，其特征在于：步骤S2中，所述预设比例为80％。

14.如权利要求11所述的抑制浪涌的方法，其特征在于：步骤S4中，所述第一真空断路器QF1闭合的时间为2秒。