CN105022037A - 一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于波形设计的汽车雷达抗交叉干扰方法，通过在发射端对发射波形进行基于超混沌技术的二维伪随机编码调制，利用伪随机编码正交性的特点，在接收端通过合理的解码方式，使得本方雷达发射波形得到相干积累增益，而由其它雷达所发射波形带来的交叉干扰则由于编码的不相关性造成处理损失，抑制了其对本方雷达造成的影响，从而解决MFSK波形抗交叉干扰能力不足的问题。

Description

一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法

技术领域

本发明属于汽车雷达应用领域，具体涉及一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法。

背景技术

在汽车主动安全驾驶技术中，毫米波防撞雷达凭借其受天气状况影响小、测量精度高等优点而备受关注，成为智能交通***ITS(ITS,intelligent transport system)技术中重要的一环。

但从其提出到目前为止，相比较光学、超声波等其它类型传感器，毫米波雷达在实际中还没有得到特别广泛的应用。影响其广泛应用的原因除成本高等因素外，一些关键技术问题诸如：不同雷达之间的电磁波交叉干扰是制约汽车防撞雷达产品化的一大难题。电磁波的交叉干扰是指其他雷达所发射的电磁波进入本机雷达的接收通道后，由于这些信号与本机雷达时频域波形相近，信号处理***将其认为是目标回波，从而造成虚警，影响雷达正常工作的情况。交叉干扰对汽车安全驾驶造成不良影响，必须在技术上予以解决。

有学者提出采用自适应数字波束形成技术来抑制强干扰和射频干扰，但其成本较高。事实上，复杂波形设计技术是雷达抗干扰的一种有效手段，也代表了雷达技术未来发展的重要方向。现阶段汽车雷达发射波形多采用MFSK(multi-frequency shift keying)，其结合了传统发射波形FMCW(frequency modulated continuous wave)和FSK(frequency shiftkeying)各自的优点，具有简单易行的特点，尤其适用于汽车雷达这种多运动目标场合。MFSK发射波形如图1所示，横坐标表示时间，纵坐标表示频率。其发射为两个频率间隔为Δf的步进频信号(步进频A和步进频B)，时间周期为T，两个步进频信号之间的频率差为f_step，其中f_A和f_B分别表示这两个步进频的初始值，T_CPI＝NT表示相参积累时间，N为步进频频点个数。

但典型的MFSK波形没有考虑抗干扰性能，其在实际复杂的道路环境下，如果场景中存在多个汽车雷达，MFSK波形易受到其它雷达带来的交叉干扰，进而对驾驶安全造成恶劣影响。

本发明提出一种基于波形设计的汽车雷达抗交叉干扰方法：通过在发射端对发射波形进行基于超混沌技术的二维伪随机编码调制，利用伪随机编码正交性的特点，在接收端通过合理的解码方式，使得本方雷达发射波形得到相干积累增益，而由其它雷达所发射波形带来的交叉干扰则由于编码的不相关性造成处理损失，抑制了其对本方雷达造成的影响，从而解决MFSK波形抗交叉干扰能力不足的问题。

发明内容

针对MFSK波形不具备抗交叉干扰能力的缺点，本发明提出一种基于波形设计的汽车雷达抗交叉干扰方法，其涉及一种基于超混沌编码的MFSK波形调制和解调方法：通过对发射波形进行基于超混沌技术的二维伪随机编码调制，利用伪随机编码正交性的特点，在接收端通过合理的解码，最终使改进后的MFSK具有优异的抗干扰性能。

一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法，包括如下步骤：

1、发射机发射经过超混沌编码的信号；

2、所述发射信号经过目标反射后进入雷达接收机，对接收到的信号进行处理从而得到目标的距离和速度。

进一步的，所述步骤1具体如下：

(1)发射端

步骤1.1、对汽车的发射端信号采用二维logistic映射进行编码，得到长度为L+N的超混沌序列；

步骤1.2、对步骤1.1产生的超混沌序列舍弃其前L个点，得到长度为N的超混沌序列。

步骤1.3、分别计算步骤1.2所生成的长度为N的超混沌序列的均值；

步骤1.4、利用步骤1.3计算的均值，对超混沌序列做二值量化处理，由此得到超混沌二相码；

步骤1.5、回到步骤1.1，设定不同的初始值，重复步骤1.1到步骤1.4，可生成多组长度为N的超混沌二相码；

步骤1.6、利用步骤1.5产生的超混沌二相码对MFSK发射波形中周期T内两个步进频点即步进频A和步进频B的发射信号进行相位调制；将经过超混沌二相码相位调制后的信号经过发射机进行发射；

进一步的，所述步骤2具体如下：

(2)接收端

步骤2.1、由发射机发送的发射端信号经过目标反射后进入雷达接收机，将接收到的回波信号与本振混频，下变频到基带，得到基带回波信号；

步骤2.2、对步骤2.1得到的基带回波信号进行解码；

步骤2.3、对步骤2.2解码后两个步进频点即步进频A和步进频B的回波分别进行FFT运算；

步骤2.4、利用恒虚警检测算法对步骤2.3经FFT运算后的结果进行目标检测，得到目标在步进频A的频率，同时计算目标在步进频A和步进频B下的相位差；

步骤2.5、根据MFSK雷达的数学关系通过步骤四得到的频率和相位差解方程即可得到计算目标的距离和速度。

进一步的，步骤1.3分别计算步骤1.2所生成的长度为N的超混沌序列{x_n}和{y_n}的均值和具体为：

$\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{x}_n$

$\stackrel{\‾}{y}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{y}_n$

进一步的，步骤1.4利用步骤1.3计算的均值，对超混沌序列{x_n}和{y_n}做二值量化处理具体为：

$a_n=\left\{\begin{array}{cc}+1& x_n\≥\stackrel{\‾}{x}\\ -1& x_n>\stackrel{\‾}{x}\end{array}\right.$

$b_n=\left\{\begin{array}{cc}+1& y_n\≥\stackrel{\‾}{y}\\ -1& y_n>\stackrel{\‾}{y}\end{array}\right.$

其中，超混沌序列{x_n}和{y_n}的均值分别为和由此得到超混沌二相码{a_n}、{b_n}，其中0≤n＜N-1。

进一步的，步骤2.5中的方程具体如下

$f_A=-\frac{2}{\mathrm{\λ}}v-\frac{B_{sw}}{T_{CPI}}\frac{2R}{c}$

其中，f_A为频率，为相位差，R为目标的距离，v为目标的速度，B_sw表示发射信号总带宽，T_CPI＝NT表示相参积累时间，T为时间周期，λ为发射信号波长，f_step为两个步进频信号之间的频率差，c为光速。

有益效果：

与现有技术相比，本发明采用的基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法的技术方案，其保密性、复杂性相对传统编码有很大提升，同时，超混沌***的正交性与初值敏感性使得其可以产生数量众多的编码信号，适合于汽车雷达产品大规模的商业化应用。

附图说明

图1为MFSK发射波形示意图

图2为本发明的基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法示意图

具体实施方式

下面根据附图和具体实施例对本发明的技术方案做进一步详细的解释和说明。

本发明的一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法示意图如图2所示。

本发明所采取的技术方案如下：

一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法，包括如下步骤：

(1)发射端

步骤1.1、对汽车的发射端信号采用二维logistic映射进行编码，其迭代方程如下

$\left\{\begin{array}{c}{x}_{n+1}=4\mathrm{\μ}{x}_n(1-x_n)+\mathrm{\γ}{x}_n{y}_n\\ y_{n+1}=4{\mathrm{\μy}}_n(1-y_n)+{\mathrm{\γy}}_n{x}_n\end{array}\right.$

其中，x_n、y_n为(0,1)上的实数序列，n为序列序号，μ、γ为混沌系数。当γ＝0.13，μ＝0.93时***的两个Lyapunov指数均大于0，***为超混沌状态。

在此参数对应的超混沌状态下，任意给定在区间(0,1)上的某一初始值x₀、y₀，按照上式进行迭代，迭代次数为L+N，整个迭代过程将产生超混沌序列和其中n＝0,1,2,…,L+N-1。

超混沌序列和具有良好的伪随机特性，即超混沌序列自相关函数接近理想的冲击函数，互相关函数为零。本发明利用超混沌序列自相关与互相关特性，通过在发射端与接收端对信号进行编解码，实现了汽车雷达对由其它车辆所引起的交叉干扰的抑制。

步骤1.2、为了保证产生的序列具有良好的伪随机性，对步骤1.1产生的超混沌序列和舍弃其前L个点，得到长度为N的超混沌序列{x_n}和{y_n}。

步骤1.3、分别计算步骤1.2所生成的长度为N的超混沌序列{x_n}和{y_n}的均值和

$\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{x}_n$

$\stackrel{\‾}{y}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{y}_n$

步骤1.4、利用步骤1.3计算的均值，对超混沌序列{x_n}和{y_n}做二值量化处理

$a_n=\left\{\begin{array}{cc}+1& x_n\≥\stackrel{\‾}{x}\\ -1& x_n>\stackrel{\‾}{x}\end{array}\right.$

$b_n=\left\{\begin{array}{cc}+1& y_n\≥\stackrel{\‾}{y}\\ -1& y_n>\stackrel{\‾}{y}\end{array}\right.$

由此得到超混沌二相码{a_n}、{b_n}，其中0≤n＜N-1。

步骤1.5、回到步骤1.1，设定不同的初始值x₀′、y₀′，重复步骤1.1到步骤1.4，可生成多组长度为N的超混沌二相码

假设所有初始值的组数为M，并记由此产生的M组超混沌二相码为{a_n}_m、{b_n}_m，其中，m为超混沌logistic映射初始值序号，记m＝0,1,2,…,M-1。在实际应用中，将这M组编码分配给M辆汽车，所以m即为给每辆汽车所分配的唯一编号。

步骤1.6、利用步骤1.5产生的超混沌二相码对MFSK发射波形中周期T内两个步进频点步进频A和步进频B(如图1，两个步进频点分别为步进频A和步进频B)的发射信号进行相位调制，对于编号为m的车辆，其调制公式为

$s_a^m\left(t\right)={\left\{a_n\right\}}_m\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{An}t\right),nT\&le;t<nT+\frac{T}{2}$

$s_b^m\left(t\right)={\left\{b_n\right\}}_m\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{Bn}t\right),nT+\frac{T}{2}\&le;t<(n+1)T$

其中，f_An＝f_A+nΔf、f_Bn＝f_B+nΔf，表示编号为m的车辆步进频A的发射波形，为表示编号为m的车辆步进频B的发射波形，f_An为步进频A的发射频率，f_Bn为步进频B的发射频率，Δf为步进频信号的频率间隔，t代表时间，f_A和f_B分别表示两个步进频点的初始频率；n为周期序号，且0≤n＜N-1；N为步进频点个数，其值等于伪随机码编码长度；{a_n}_m、{b_n}_m∈{+1,-1}，m是给每辆汽车所分配的唯一编号，且m＝0,1,2,…,M-1。

将经过超混沌二相码相位调制后的信号经过发射机进行发射。

(2)接收端

步骤2.1、由发射机发送的发射端信号经过目标反射后进入雷达接收机，将接收到的回波信号与本振混频，下变频到基带，得到基带回波信号

$s_{echo-a}^m={\left\{a_n\right\}}_m\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-An}t\right)$

$s_{echo-b}^m={\left\{b_n\right\}}_m\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-Bn}t\right)$

其中，f_base-An、f_base-Bn分别表示接收信号与本振混频后得到的基带信号频率。

步骤2.2、对步骤2.1得到的基带回波信号进行解码。对于编号为m的己方车辆，采用与其相对应的第m组超混沌二相码{a_n}_m、{b_n}_m来进行解码，其解码结果如下：

$s_{decode-a}^{mm}={\left\{a_n\right\}}_m\&CenterDot;s_{echo-a}^m={\left\{a_n\right\}}_m^2\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-An}t\right)=cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-An}t\right)$

$s_{decode-b}^{mm}={\left\{b_n\right\}}_m\&CenterDot;s_{echo-b}^m={\left\{b_n\right\}}_m^2\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-Bn}t\right)=cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-Bn}t\right)$

其中，对于二相码信号，有 ${\left\{a_n\right\}}_m^2\&equiv;1,{\left\{b_n\right\}}_m^2\&equiv;1,$ 而分别为解码后的回波信号。由此可以看到，解码后的信号具备相参性，经过FFT运算可使得解码后的信号获得处理增益。

对于由对向车辆所带来的交叉干扰的解码结果，其又分为如下两种情况(假定己方车辆编号为m，对向车辆编号为k)：

●对于编号为k的对向车辆，如果由其带来的交叉干扰回波与编号为m的车辆所形成的目标回波在时间上保持同步，即两者之间相差整数i倍的周期T(i＝0,±1,±2…)，则其发射信号在编号为m的车辆接收端的解码结果如下：

$s_{decode-a}^{mk}={\left\{a_n\right\}}_m\&CenterDot;s_{echo-a}^k={\left\{a_n\right\}}_m{\left\{a_{n-i}\right\}}_k\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-An}t\right)$

$s_{decode-b}^{mk}={\left\{b_n\right\}}_m\&CenterDot;s_{echo-b}^k={\left\{b_n\right\}}_m{\left\{b_{n-i}\right\}}_k\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-Bn}t\right)$

其中，为由编号为k的对向车辆所发射的信号在编号为m的车辆接收端的解码信号(a表示步进频A，b表示步进频B)，为由编号为k的对向车辆所发射的信号(a表示步进频A，b表示步进频B)，{a_n-i}_k、{b_n-i}_k为编号为k的对向车辆所采用的超混沌二相码，其与编号为m的车辆所形成的目标回波之间相差整数i倍的周期T(i＝0,±1,±2…)。

●对于编号为k的对向车辆，如果由其带来的交叉干扰回波与编号为m的车辆所形成的目标回波在时间上有倍的周期T的偏差(i＝0,1,2…)。此时，其发射信号在编号为m的车辆接收端的解码结果如下：

$s_{decode-a}^{mk}={\left\{a_n\right\}}_m\&CenterDot;s_{echo-b}^k={\left\{a_n\right\}}_m{\left\{b_{n-i}\right\}}_k\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-Bn}t\right)$

$s_{decode-b}^{mk}={\left\{b_n\right\}}_m\&CenterDot;s_{echo-a}^k={\left\{b_n\right\}}_m{\left\{a_{n-i}\right\}}_k\&CenterDot;cos\left(2{\mathrm{\&pi;f}}_{base-An}t\right)$

在上述两种情况下，形成的解码结果仍然被序列{a_n}_m{a_n-i}_k、{b_n}_m{b_n-i}_k、{a_n}_m{b_n-i}_k、{b_n}_m{a_n-i}_k进行随机相位调制，即其解码后的信号不具备相参性，经过FFT运算后将变为随机噪声。

步骤2.3、对步骤2.2解码后两个步进频点即步进频A和步进频B(如图1，两个步进频点分别为步进频A和步进频B)的回波分别进行FFT运算。

由步骤2.2和2.3可知：己方雷达回波在通过解码后，因为其保留了相参性，故FFT后将得到处理增益，进而使得编号为m的车辆自身发射信号得到增强。而由对向编号为k的车辆引起的交叉干扰经过解码后的信号则由于超混沌编码的伪随机特性，其FFT后无法得到处理增益，其表现为类噪声特征，从而使得交叉干扰通过本技术方案设计的编解码技术在雷达接收机中大大得到抑制，提高了汽车雷达的抗交叉干扰性能。

步骤2.4、利用恒虚警检测算法(CFAR，constant false alarm rate)对步骤2.3经FFT运算后的结果进行目标检测，得到目标在步进频A的频率f_A，同时计算目标在步进频A和步进频B下的相位差

步骤2.5、根据MFSK(multi-frequency shift keying)雷达的数学关系通过步骤四得到的频率f_A和相位差解方程即可得到计算目标的距离R和速度v。

$f_A=-\frac{2}{\mathrm{\&lambda;}}v-\frac{B_{sw}}{T_{CPI}}\frac{2R}{c}$

其中，B_sw表示发射信号总带宽，T_CPI＝NT表示相参积累时间，T为时间周期，λ为发射信号波长，f_step为两个步进频信号之间的频率差，c为光速。

由上述分析可见，经过接收端步骤2.1至步骤2.3，由对向车辆带来的交叉干扰将得到极大抑制。经过步骤2.4至步骤2.5，由己方车辆发射的信号将得到接收处理增益，进而获得被观测目标的距离和速度值。结合发射端与接收端的处理流程，完成汽车雷达抗交叉干扰的完整处理流程。

由上述具体实施方式可知，本发明提出了一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法。一方面，该发明利用了超混沌编码自身所具有的初值敏感性，由此可生成大量的伪随机码，通过给每一个车辆分配不同的伪随机码，其庞大的数量能够满足产品市场化的应用需求。另一方面，该发明利用了超混沌编码的伪随机特性，由此产生的伪随机编码具有良好的正交性能。利用此性能，使得己方车辆回波与对方车辆回波波形上保持正交，在接收端通过相关解码的方式，使得对方车辆所形成的交叉干扰得到大大抑制。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于超混沌编码的汽车雷达交叉干扰抑制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、发射机发射经过超混沌编码的信号；

步骤2、所述发射信号经过目标反射后进入雷达接收机，对接收到的信号进行处理从而得到目标的距离和速度。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤1具体如下：

(1)发射端

步骤1.1、对汽车的发射端信号采用二维logistic映射进行编码，得到长度为L+N的超混沌序列；

步骤1.2、对步骤1.1产生的超混沌序列舍弃其前L个点，得到长度为N的超混沌序列。

步骤1.3、分别计算步骤1.2所生成的长度为N的超混沌序列的均值；

步骤1.4、利用步骤1.3计算的均值，对超混沌序列做二值量化处理，由此得到超混沌二相码；

步骤1.5、回到步骤1.1，设定不同的初始值，重复步骤1.1到步骤1.4，可生成多组长度为N的超混沌二相码；

步骤1.6、利用步骤1.5产生的超混沌二相码对MFSK发射波形中周期T内两个步进频点即步进频A和步进频B的发射信号进行相位调制；将经过超混沌二相码相位调制后的信号经过发射机进行发射。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2具体如下：

(2)接收端

步骤2.1、由发射机发送的发射端信号经过目标反射后进入雷达接收机，将接收到的回波信号与本振混频，下变频到基带，得到基带回波信号；

步骤2.2、对步骤2.1得到的基带回波信号进行解码；

步骤2.3、对步骤2.2解码后两个步进频点即步进频A和步进频B的回波分别进行FFT运算；

步骤2.4、利用恒虚警检测算法对步骤2.3经FFT运算后的结果进行目标检测，得到目标在步进频A的频率，同时计算目标在步进频A和步进频B下的相位差；

步骤2.5、根据MFSK雷达的数学关系通过步骤四得到的频率和相位差解方程即可得到计算目标的距离和速度。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤1.3分别计算步骤1.2所生成的长度为N的超混沌序列{x_n}和{y_n}的均值x和y具体为：

$\stackrel{\&OverBar;}{x}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\&Sigma;}}{x}_n$

$\stackrel{\&OverBar;}{y}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\&Sigma;}}{y}_n.$

5.如权利要求1-4中任一项所述的方法，其特征在于，步骤1.4利用步骤1.3计算的均值，对超混沌序列{x_n}和{y_n}做二值量化处理具体为：

$a_n=\left\{\begin{array}{cc}+1& x_n\&GreaterEqual;\stackrel{\&OverBar;}{x}\\ -1& x_n>\stackrel{\&OverBar;}{x}\end{array}\right.$

$b_n=\left\{\begin{array}{cc}+1& y_n\&GreaterEqual;\stackrel{\&OverBar;}{y}\\ -1& y_n>\stackrel{\&OverBar;}{y}\end{array}\right.$

其中，超混沌序列{x_n}和{y_n}的均值分别为和由此得到超混沌二相码{a_n}、{b_n}，其中0≤n＜N-1。

6.如权利要求1-5中任一项所述的方法，其特征在于，步骤2.5中的方程具体如下

$f_A=-\frac{2}{\mathrm{\&lambda;}}v-\frac{B_{sw}}{T_{CPI}}\frac{2R}{c}$

其中，f_A为频率，为相位差，R为目标的距离，v为目标的速度，B_sw表示发射信号总带宽，T_CPI＝NT表示相参积累时间，T为时间周期，λ为发射信号波长，f_step为两个步进频信号之间的频率差，c为光速。