CN105006973A - 一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制***，在传统恒流控制策略的基础上增加了Ts补偿、Tr补偿以及原边峰值电流补偿，同时还结合了数字PI补偿的恒流处理，并采用了PWM和PFM两种模式控制，不考虑一些补偿时，在PWM模式下，导通时间随着负载的降低而减小，所以输出电流随着负载的降低偏离额定电流越来越大。而在PFM模式下，导通时间保持不变，输出电流偏离额定电流仍然保持不变。本发明最终能够得到恒流精度为±2％的效果，从而提高了反激式变换器的恒流特性。

Description

一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制***

技术领域

本发明涉及隔离式开关电源变换器，尤其涉及一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制***。

背景技术

随着家用电子设备的迅猛发展，对高效电源的需求也日益提高，引起了AC-DC电源变换器的快速发展。电子设备的发展对于AC-DC电源变换器提出了新的指标，设备的能耗和控制精度成为当前电源产业的关注点。在电源设计领域，反激式拓扑结构由于结构简单，成本低，宽输入范围等优点，被广泛应用于低功率转换器。例如离线式充电器，LED驱动等。随着产品向小型化，低成本要求发展，原边反馈方式被提出。但是原边反馈的输出电流不直接反馈到控制环路中，因此造成了输出电流不准确。对于LED驱动来说，输出电流精度是其重要指标，因此需要优化原边反馈方式，提高输出电流精度。

现有的一种常见的反激式开关电源变换器是一种基于原边负反馈的电源电压控制电路，该电路采用副边控制电路来控制电源电路的主开关管的开关动作，不是直接的采样输出信号的反馈信号，而是在变压器中增加了一个辅助绕组来获得输出信息，从而实现电源电路的恒压或者恒流输出。

参看图1，所示为现有技术中一种常见的原边反馈反激式变换器开关电源的电路图。所述的开关电源变换器主要通过原边反馈控制电路101输出的PWM占空比波形去控制开关电源主开关MOS管的动作来实现恒流输出。具体的，如图2，通过原边辅助绕组处采样电阻分压，得到采样波形，经过102得到复位时间Tr,即副边电流从峰值降为零的时间或者副边电流持续时间，Tr信息由103进行模式判断，并由104恒流等式计算当前的输出电流Io，得出使其恒定所需要的原边峰值电压Vpeak和开关周期Ts，最终由105驱动得到调控开关电源主开关的PWM波形，来实现恒流输出Iout的目的。

由以上描述可知，现有的输出恒流控制电路框架为101，其中包括：原边反馈采样电路102，模式选择电路103，电流估算电路104和驱动电路105。但是在实际情况中，该恒流输出电路的精度是有限的。比较器存在上升延迟与下降延迟，开关导通和关闭存在时间延迟，复位时间测量存在固有误差，还有寄生参数等带来的延迟，以及谷底导通带来频率的抖动或者周期的波动，使得实际输出电流和参考电流之间存在误差，这些误差会影响电流控制器的控制精度。并且误差值是随输入电压以及负载工作情况的变化而变化的，导致此恒流策略的恒流精度效果很差。

发明内容

针对现有原边反馈反激式电源的恒流精度差的缺陷，本发明提供了一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制***，通过分析影响电流精度的三个因素，进而得出各个因素对电流精度的影响，并在此基础上对各个因素进行补偿，通过最终仿真和测试、比较发现，能够得到恒流精度为±2％的效果，从而提高反激式变换器的恒流特性，进一步扩大了原边反馈反激式开关电源在要求精确恒流领域的应用。

为实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制***，在原边反馈主拓扑结构下，通过对原边辅助绕组上的电阻分压进行采样得到复位时间Tr，即副边电流从峰值降为零的时间，根据复位时间Tr进行模式判断后，经过电流估算，计算出当前的输出电流，进而得到使输出电流恒定所需要的原边峰值电压Vpeak和开关周期Ts，最后通过驱动模块得到调控开关电源主开关管的PWM波形，实现恒流输出；

其特征在于：对采样得到的开关周期Ts和复位时间Tr分别进行了补偿修正，同时引入了原边峰值电流补偿并结合PI补偿的处理实现恒流逼近，最终使恒流精度得到提高；包括复位时间Tr补偿模块、开关周期Ts补偿模块、电流估算模块、恒流处理模块、模式选择模块、原边峰值电流补偿模块和PWM驱动模块，其中：

复位时间Tr补偿模块，对原边辅助绕组上的电阻分压进行采样得到复位时间Tr进行补偿处理，得到实际复位时间Tr,传递给电流估算模块；

开关周期Ts补偿模块，接收由原边辅助绕组采集得到的输出波形，通过搜索最近的谷底，去掉延迟时间Td的影响，得到实际的Ts值；

电流估算模块，接收经过复位时间Tr补偿模块处理后得到的实际的复位时间Tr和实际的开关周期Ts，运用模式选择模块给出的当前的原边峰值电流信息Vpeak，通过计算得到上一周期的输出电流Ifb，传递给恒流处理模块；

恒流处理模块，接收由电流估算模块得到的上周期的输出电流Ifb，通过与参考电流值Iref比较，得到的误差值经过数字PI补偿，输出给模式选择模块；

模式选择模块，接收由恒流处理模块得到的信息，根据PI补偿的值来选择控制模式为PWM模式或者PFM模式，计算该模式下调节下一个周期占空比的峰值电流信号量Vpeak和开关周期Ts，并将它们分别传递给Ts补偿模和原边峰值电流补偿模块；

原边峰值电流补偿模块，接收由模式选择模块输出的峰值电流信号量Vpeak，结合由占空比值DUTY计算得到采样导通时间Ton，进一步计算补偿延迟时间Td，得到限定峰值电流值Vpeak1输出给峰值电流比较器，峰值电流比较器将限定峰值电流值Vpeak1与采样得到的原边峰值电流进行比较，比较结果输出给RS触发器的复位端R，RS触发器的置位端S受开关周期Ts补偿模块输出的实际开关周期Ts控制；

PWM驱动模块，接收RS触发器的输出信号得到PWM占空比值，经过加强后直接输出到开关电源主开关管的栅极，调节下一周期的开关状态。

本发明的优点及显著效果：本发明在传统恒流控制的基础上，增加了Ts补偿、Tr补偿以及原边峰值电流补偿，它们将寄生参数造成的延迟补偿最小化，提高了恒流精度。同时还结合了数字PI补偿的恒流处理，使输出电流更加平稳。此外，本发明恒流控制***采用了PWM和PFM两种模式控制，优点在于：不考虑一些补偿时，在PWM模式下，导通时间随着负载的降低而减小，所以输出电流随着负载的降低偏离额定电流越来越大。而在PFM模式下，导通时间保持不变，输出电流偏离额定电流也保持不变。综上所述，本发明通过三种补偿策略，结合整体的恒流处理，能够得到恒流精度为±2％的效果，从而提高了反激式变换器的恒流特性。

附图说明

图1为现有技术中一种常见的原边反馈反激式变换器的电路图；

图2为图1中的内部模块框图；

图3为本发明反激式电源恒流控制***整体实现电路图；

图4为图3中所示恒流控制电路在负载为一般轻载时的关键波形图；

图5为图3中所示恒流控制***中Tr补偿模块处理复位时间的波形图；

图6为图3中所示恒流控制***中Ts补偿模块对于谷底导通处理的波形图；

图7为图3中所示恒流控制***中原边峰值电流补偿模块处理延迟对原边峰值电流影响的波形图；

图8为本发明补偿算法的整体流程图；

图9为本发明在仿真环境下加入补偿与不加补偿恒流精度对比图；

图10为本发明实施方案在实际测试环境下加入补偿与不加补偿恒流精度对比图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例，对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述。

图1所示为现有技术原边反馈恒流控制电源应用框图。图中给出了反激式电源的主拓扑结构。可以看到，交流信号经过整流器整流和滤波电容滤波后，经过变压器传到副边，开关电源变换器通过原边辅助绕组采集信号，经过电阻R1,R2分压，以及从主通路电阻R3采集原边峰值电流，再到反馈控制电路101输出的PWM波形去控制开关电源主开关MOS管的动作来实现恒流输出。

图2是图1的结构扩展，更具体的展示了反馈恒流控制***的内部模块。如图所示，通过原边线圈处采样电阻分压，得到采样波形，经过复位时间采集模块102得到复位时间Tr，Tr信息由模式判断模块103确定当前为PWM模式还是PFM模式，并由电流估算模块104，计算当前使输出电流Io恒定时所需要的原边峰值限定电压Vpeak以及开关周期Ts。最终由105驱动得到调控开关电源主开关的PWM波形，从而实现恒流输出Iout的目的。

参看图3，与传统方案相比，本发明主要对采样得到的时间数据和输出控制数据分别进行了补偿修正，引入了Ts补偿、Tr补偿、以及原边峰值电流补偿。同时本发明还结合了PI补偿的处理实现了恒流逼近，最终使恒流精度得到提高。如图所示，在原边反馈主拓扑结构下，通过原边辅助绕组经分压进行信息采集，得到的复位时间Tr，经过Tr补偿模块处理，得到的真实Tr值传给电流估算模块。同时电流估算模块采集另外两种信号，即上个周期经过Ts谷底导通模块补偿修正的开关周期Ts，以及原边峰值限定电压Vpeak。这三种信息在电流估算模块中处理，得到当前的输出电流值Ifb，Ifb与固定的参考电流值Iref在恒流处理模块中通过比较器进行比较，得到的误差值经过处理再送给模式选择模块进行判断，最终输出下个周期调节使用的原边峰值限定电压Vpeak和开关时间Ts。本发明还将Vpeak值通过原边峰值补偿模块进行修正，输出转换成模拟量得到Vpeak1经过比较器去限定原边峰值电流，比较器输出到RS触发器的复位端，去产生占空比不同的PWM波形，最后到PWM驱动模块产生对MOS管进行控制的开关信号。由上述方案补偿处理的信号量减少了由寄生参数造成的各种延时误差，测量方法原因造成的固有误差，最终提高了恒流精度，使其达到2％左右。

本发明在传统恒流控制策略上加入了三个补偿，以此实现了一种高精度恒流控制策略。本发明以三种补偿为基础，搭建了一种恒流控制***，该***包括反激式变换器主拓扑结构，该拓扑结构包括开关管和变压器，并且该恒流控制***包括分压采样电路和恒流控制电路。分压采样电路通过原边辅助绕组进行电阻分压得到反映输出信息的采样波形，经过信息采集处理得到时间信息Tr，Ts，对两者进行补偿后输出到恒流控制电路进行处理。

反激式变换器采样模块得到的是复位时间，以及通过采样电压的波形来实现谷底导通。进一步地，采样得到原边峰值电流信息，通过电阻以电压形式与限定的峰值电压进行比较，估算出的输出电流Ifb与基准电流Iref经过数字PI补偿。再根据PI补偿的值来选择控制模式，同时决定下一周期的原边峰值电流大小及周期时间，以此实现恒流控制。

本发明恒流控制***包括以下模块：

Tr补偿模块，传统的控制方式中，复位时间的采样忽略了由寄生参数形成的四分之一谐振周期，这样将会导致实际复位时间不准确。本发明首先通过原边辅助绕组分压采样，经过信息采集得到复位时间Tr，传给Tr补偿模块,经过补偿处理，得到了实际的复位时间Tr,传递给电流估算模块处理，以保证恒流精度。

Ts补偿模块，当前反激式拓扑结构，当MOS开关管导通到关闭时，由于寄生电容影响，会产生谐波振荡。而在谐振谷底时，MOS管两端电压最低，开关管在此时导通能有效降低损耗提高效率。恒流控制策略中选择在距离预定开关周期最近的一个谷底导通。因此采用谷底导通，周期会在小的范围内波动，与方案预先设定的Ts有一些差距，这个差距与谐振周期有关，最大为二分之一谐振周期。周期的小范围波动也会带来电流估算的误差，因此采样准确的开关周期才能使输出电流精度更高。由于寄生参数形成的延迟时间Td，使得采样的开关周期Ts不精确。本发明采用Ts补偿模块，接收由原边辅助绕组信息采集得到波形，通过搜索最近的谷底，去掉延迟时间Td的影响，得到实际的Ts值，以保证恒流精度。

电流估算模块，接收经过Tr补偿模块处理后得到的实际的复位时间Tr和实际的开关周期Ts,并且运用当前的原边峰值电流信息Vpeak，通过计算可以得到上一周期的输出电流Ifb，传递给恒流处理模块进行进一步处理。

恒流处理模块，接收由电流估算模块得到的上周期的输出电流Ifb，通过与参考电流值Iref比较，得到的误差值经过数字PI补偿等处理，输出值到模式选择模块进行处理。

模式选择模块，接收由恒流处理模块得到的信息，通过计算，得出调节下一周期占空比的峰值电流信号量Vpeak和开关周期Ts，并选择好控制模式为PWM模式或者PFM模式，将Ts数据传递给Ts补偿模块处理，Vpeak信息传递给原边峰值电流补偿模块进行处理。

原边峰值电流补偿模块，MOS开关导通后，峰值电流逐渐增大，原边电流采样电阻上的电压也逐渐增大，当采样电阻上的电压增大至限定的峰值时，比较器翻转，此时RS触发器翻转至低电平。但是由于开关延迟，峰值电流会继续上升，这样将导致实际峰值电流比限定值偏大，根据能量公式可知，输出电流会随之增大。本发明接收模式选择模块输出的Vpeak信息，利用占空比信号DUTY，计算得到导通时间Ton，再通过计算补偿延迟时间Td，得到限定峰值电流值Vpeak1，输出给比较器，进行最后的驱动处理，保证了恒流精度。

PWM驱动模块，峰值电流比较器的输出以及补偿得到的开关周期值通过RS触发器的处理，得到PWM占空比值，经过驱动模块的加强，直接输出到开关管处调节下一周期的开关状态。

图4是恒流控制电路在一般性负载条件下的关键波形图。如图，DUTY是RS触发器输出的占空比信号，DRV是经过驱动的占空比信号，两者存在一定的延迟时间Td。Ip是原边电流波形，Is是副边电流波形，Vsense是辅助绕组上的采样电压波形。开关管导通时，原边峰值电流逐渐上升达到Ipeak1，RS触发器发生翻转。由于开关延迟，开关管并不会立即关断，原边电流会继续上升到峰值Ipeak。开关管关断时，副边电流从峰值Isp逐渐下降至零，采样电压波形开始谐振，复位时间即为副边电流从峰值降为零的时间。由能量关系可以得到输出电流公式：

$I_{fb}=\frac{V_{peak}\·T_r\·N_p}{2R_{cs}\·T_s\·N_s};$

图5是本发明详细说明对复位时间Tr进行补偿处理的波形图。如图所示，传统的控制方式中取比较器为高电平的时间T0_2为Tr，而实际的复位时间Tr等于T0_2减去四分之一谐振周期。谐振周期的大小由变压器漏感和MOS管的寄生电容决定。断续模式应用时，开关管在第一个谷底不导通，因此可以计数零电压比较器为低电平的时间T2_3，它的二分之一即为四分之一谐振周期。

$T_r=T_{0\_2}-\frac{1}{2}{T}_{2\_3}$

由上面公式可知，在PWM模式下，周期保持不变，原边峰值电流随着负载的增大而升高。恒流输出下，若周期不变，则原边峰值电流越大，复位时间越小，由谐振周期带来的误差对电流精度的影响越大。在PFM模式下，原边峰值电流保持不变，频率随着负载的增大而升高。恒流输出下，若原边峰值电流保持不变，则周期越小，复位时间越小，由谐振周期带来的误差对电流精度的影响越大。因此随着负载的升高，由谐振周期带来的误差对精度影响越来越大。

图6是本发明对于谷底导通进行补偿处理来得到实际开关时间Ts的波形图。在谐振谷底时MOS管两端电压最低，开关管在此时导通能有效降低损耗提高效率。恒流控制策略中选择在距离预定开关周期最近的一个谷底导通。然而，采用谷底导通，周期会在小的范围内波动，与算法预先设定的Ts有一些差距，这个差距与谐振周期有关，最大为二分之一谐振周期。周期的小范围波动也会带来电流估算的误差，因此采样准确的开关周期才能使输出电流精度更高。如图所示，CountTs在DUTY的上升沿开始计数，由上述分析得实际开关周期与预定周期的差距为二分之一谐振周期。由于图中所示延迟时间大于四分之一谐振周期，Countvally在Vzvs_comp为高电平时计数，低电平时清零，当Countvally等与四分之三谐振周期减去延迟时间Td时，DUTY信号翻转为高电平，经过延迟时间Td后，开关管在谷底导通。所以谷底导通的约束条件为如下公式，其中Ts1为预定周期，T0为谐振周期。当满足公式条件时，DUTY信号翻转，即可使开关管在距离预定周期最近的一个谷底导通，导通瞬间CountTs的值即为实际开关周期：

$T_{s1}-\frac{1}{2}{T}_0\≤{\mathrm{Count}}_{Ts}\≤T_{s1}+\frac{1}{2}{T}_0$

${\mathrm{Count}}_{vally}=\frac{3}{4}{T}_0-T_d$

图7是本发明对于延迟对原边峰值电流的影响进行补偿的波形图。如图所示，Isense表示的是Rcs上的电压波形，comp表示的是电流环比较器的波形。开关导通后，峰值电流逐渐增大，Rcs上的电压也逐渐增大，当采样电阻上的电压增大至Vpeak1时，比较器翻转，此时RS触发器翻转至低电平。但是由于开关延迟，峰值电流会继续上升，直至Vpeak。Vpeak和Vpeak1的关系如以下公式所示。Ton可以通过计数DUTY信号的高电平的时间得到，延迟时间Td的大小与栅极驱动器以及开关管的寄生电容有关，由开关延迟造成的原边峰值电流不准确通过下面公式来补偿：

$V_{peak1}=V_{peak}\·\frac{T_{on}-T_d}{T_{on}}$

由公式可知，Ton越小，由延迟带来的峰值电流的误差就越大。在PWM模式下，导通时间随着负载的降低而减小，所以输出电流随着负载的降低偏离额定电流越来越大。在PFM模式下，导通时间保持不变，输出电流偏离额定电流也保持不变。这也是为何在电阻较大时采用PFM模式恒流的原因。

图8是本发明三种补偿策略以及采用PI补偿方式使输出电流稳定的算法流程图。如图所示，Vzvs_comp是采样电压与零电压比较的波形，由Vzvs_comp得到T0_2和T2_3，即可计算得到Tr。谷底导通控制模块在谷底时产生短暂的脉冲使RS触发器置位，即使开关管导通，同时记录下周期Ts。Comp波形是峰值电流比较器的输出，当Comp为高时，RS触发器清零，开关管关断。电流估算模块根据图4描述中，能量守恒公式估算输出电流，数字PI控制模块接受反馈电流，PWM/PFM模块根据PI的输出选择模式，并输出峰值电流Vpeak和预设Ts。Vpeak经过延迟补偿模块得到Vpeak1，再输出。延迟补偿模块同时接受导通时间Ton。

图9为本发明加入补偿和不加补偿的恒流精度仿真对比图。使用Matlab和Modelsim对算法进行混合仿真。测试条件如下，开关延迟时间为350ns，谐振周期为1550ns，开关频率最大为70Khz，负载大小为1～5欧姆，输出额定电流为1A。如图所示，加入所有补偿的条件下，恒流精度在±2％以内，不加谷底导通(QR)补偿，恒流精度在±4％以内，不加复位时间(TR)补偿，恒流精度在±6％以内，不加延迟时间(Td)补偿，恒流精度在±19％以内。因此每个补偿的加入都有利于恒流精度的提高。谷底导通对恒流精度的影响是随机，并没有特定的规律，数据上显示的是电流在1A上下浮动。复位时间对恒流精度的影响随着负载的增大而变大，5欧姆时电流偏离1A最多。重载时工作在PWM模式下，延迟时间对电流精度的影响随着负载的降低而增大。轻载时工作在PFM模式下，延迟时间对电流精度的影响保持不变。在1欧姆和2欧姆时电流偏离1A最多。

图10是加入补偿和不加补偿精度测试对比图。对本发明的理论分析和仿真结果进行了验证，利用FPGA和***板对控制算法进行了测试。测试条件如下，开关延迟为325ns，谐振周期为1400ns，负载大小为1～5欧姆，输出额定电流为1A。测试的结果与仿真结果基本类似，不加开关延迟补偿导致输出电流偏大，不加复位时间补偿导致输出电流偏小，不加谷底导通补偿导致输出电流上下波动更大，所有补偿全部加入时的电流精度达到最高。

从以下讨论应当注意的是，这里所公开的结构和方法的可替换实施例将容易被识别为在不背离本公开的原则的情况下可能被利用的可行的替换物。

现在将详细参考本公开的若干实施例，其示例在附图中进行图示。注意到，只要可行，可以在图中使用相似或相同附图标记并且其可以指示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的描绘本公开的实施例。本领域技术人员从以下描述将会容易地认识到，并不背离这里所描述实施例的原则的情况下可以采用这里所图示的结构和方法的可替换实施例。

Claims (1)

1.一种原边反馈反激式电源变换器输出电流的恒流控制***，在原边反馈主拓扑结构下，通过对原边辅助绕组上的电阻分压进行采样得到复位时间Tr，即副边电流从峰值降为零的时间，根据复位时间Tr进行模式判断后，经过电流估算，计算出当前的输出电流，进而得到使输出电流恒定所需要的原边峰值电压Vpeak和开关周期Ts，最后通过驱动模块得到调控开关电源主开关管的PWM波形，实现恒流输出；

其特征在于：对采样得到的开关周期Ts和复位时间Tr分别进行了补偿修正，同时引入了原边峰值电流补偿并结合PI补偿的处理实现恒流逼近，最终使恒流精度得到提高；包括复位时间Tr补偿模块、开关周期Ts补偿模块、电流估算模块、恒流处理模块、模式选择模块、原边峰值电流补偿模块和PWM驱动模块，其中：

复位时间Tr补偿模块，对原边辅助绕组上的电阻分压进行采样得到复位时间Tr进行补偿处理，得到实际复位时间Tr,传递给电流估算模块；

开关周期Ts补偿模块，接收由原边辅助绕组采集得到的输出波形，通过搜索最近的谷底，去掉延迟时间Td的影响，得到实际的Ts值；

电流估算模块，接收经过复位时间Tr补偿模块处理后得到的实际的复位时间Tr和开关周期Ts，运用模式选择模块给出的当前的原边峰值电流信息Vpeak，通过计算得到上一周期的输出电流Ifb，传递给恒流处理模块；

恒流处理模块，接收由电流估算模块得到的上周期的输出电流Ifb，通过与参考电流值Iref比较，得到的误差值经过数字PI补偿，输出给模式选择模块；

模式选择模块，接收由恒流处理模块得到的信息，根据PI补偿的值来选择控制模式为PWM模式或者PFM模式，计算该模式下调节下一个周期占空比的峰值电流信号量Vpeak和开关周期Ts，并将它们分别传递给Ts补偿模和原边峰值电流补偿模块；

原边峰值电流补偿模块，接收由模式选择模块输出的峰值电流信号量Vpeak，结合由占空比值DUTY计算得到采样导通时间Ton，进一步计算补偿延迟时间Td，得到限定峰值电流值Vpeak1输出给峰值电流比较器，峰值电流比较器将限定峰值电流值Vpeak1与采样得到的原边峰值电流进行比较，比较结果输出给RS触发器的复位端R，RS触发器的置位端S受开关周期Ts补偿模块输出的实际开关周期Ts控制；

PWM驱动模块，接收RS触发器的输出信号得到PWM占空比值，经过加强后直接输出到开关电源主开关管的栅极，调节下一周期的开关状态。