CN104993686B - 一种基于模块化多电平变换器的单相整流器启动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于模块化多电平变换器的单相整流器启动方法，属于电力电子技术领域。现有技术中，还没有涉及直流侧带有大电容的单相整流器的启动方法，本发明提供了一种直流侧带有大电容的单相整流器的启动方法，具体包括两个过程：不控整流过程和能量控制过程。该方法填补了直流侧带有大电容的单相整流器的启动方法的空白，并且实现了MMC***平滑稳定快速启动。

Description

一种基于模块化多电平变换器的单相整流器启动方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种基于模块化多电平变换器的单相整流器启动方法。

背景技术

模块化多电平变换器(Module Multilevel Converter)具有广泛的应用范围，已由最初的柔性直流输电领域扩展到电机驱动、静止无功补偿、电气牵引、分布式发电等多个领域。这使得MMC的研究不仅仅局限于三相与输电领域，单相MMC应用于电机驱动、电气牵引、单相MMC逆变器与整流器都已成为MMC另一新的研究领域。而由于MMC中含有大量的电容，在MMC正常工作之前，子模块是没有电压的，所以需要对子模块电容实行预充电，使其电容电压上升到额定值附近，该预充电的过程，称为MMC的启动过程。

对于MMC的启动，通常有自励式和它励式两种方式。它励式主要通过外接辅助电源与开关，对各个模块实行充电；自励式则不需要额外的辅助电源，通过交流电网以及控制策略，完成对于MMC子模块电容的预充电过程。

它励式启动方案由于需要额外的辅助电源，存在启动过程繁琐、时间长、效率低等缺点。

当前MMC***中多采用自励式启动方案，然而对于自励式启动方案的研究不够深入，大多只针对于MMC应用于柔性直流输电的场合，对于当MMC单独做单相整流器且直流侧带有大电容(mF)的场合时，MMC***的启动过程不仅仅是对子模块电容充电，也应该包括直流侧电容的充电。对于这类***的启动过程，目前并没有文献对其进行研究。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本申请提供的是一种单相MMC整流器***的启动方法，其中通过不控整流过程和能量控制过程的研究和涉及，与现有产品相比，实现了MMC***平滑稳定快速启动。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种基于模块化多电平变换器的单相整流器启动方法，所述单相整流器包括相单元、直流侧，所述相单元由上、下桥臂构成，所述上、下桥臂分别由N个子模块和一个桥臂电感组成，所述子模块由两个带有反向并联二极管的开关管所组成的H半桥再并联一个电容构成，所述上、下桥臂电感间的中点为交流输出端，与交流电源连接，所述直流侧分别对上、下桥臂回路接入大电容，并与直流电网连接，其特征在于，该方法包括以下步骤；

(1)不控整流过程

所述交流电源通过所述子模块中的开关管的反并联二极管为所述子模块的电容以及所述直流侧电容充电，该过程结束时，并且使得上桥臂的子模块电压之和V_ap以及下桥臂子模块电压之和V_an都达到交流电压峰值E的两倍，直流侧电容电压之和U_dc也达到交流侧电压峰值E的两倍；

(2)能量控制过程

不控整流阶段结束之后，通过对交流电流的比例谐振控制，即PR控制，使交流侧输入固定的功率，为电容充电提供能量；

在所述单相整流器正常运行中，会产生环流i_diff以及环流附加参考信号v_diff，采用环流附加参考信号v_diff控制上、下桥臂能量的和值，采用环流i_diff中的基波分量与所述交流输出端输出电压乘积产生的一个直流量控制上、下桥臂能量的差值；

通过对所述能量和值、所述能量差值的控制和交流电流的PR控制继续为电容充电，使得子模块的电容电压和直流侧的电容电压达到额定值，然后***完成启动过程，进入稳定工作状态。

优选地，所述步骤(1)具体包括以下步骤：

1)不控整流的第一个过程，带有软启动电阻的不控整流阶段，通过软启动电阻限制不控整流阶段前期的充电电流；

2)不控整流的第二个过程，切除软启动电阻的不控整流阶段，最终使得上桥臂的子模块电压之和v_ap以及下桥臂子模块电压之和v_an都等于交流电压峰值E的两倍，直流侧电容电压之和U_dc也为交流侧电压峰值E的两倍；

优选地，所述步骤(2)具体包括以下步骤：

1)能量控制阶段一，在能量控制与交流电流的PR控制作用下，交流侧与直流侧同时给子模块传输功率，此时环流的直流分量是由直流侧流向子模块，使得子模块电压迅速上升，使得子模块电容电压先达到额定值；

2)能量控制阶段二，交流侧把功率传输到子模块中，由于能量控制的作用，子模块通过环流的直流分量这一载体，将功率传输到直流侧，使得直流侧电容电压上升到额定值，此时环流中直流分量的方向是从子模块流向直流侧电容。

总体而言，按照本发明的上述技术构思与现有技术相比，主要具备以下的技术优点：

1、提供了一种直流侧带有大电容的单相MMC整流器***的启动方法；

2、实现了MMC***平滑稳定快速启动。

附图说明

图1是本发明的MMC整流器主电路结构原理图；

图2是本发明的MMC整流器硬件控制***原理图；

图3是本发明的MMC***的启动方法的流程图；

图4是本发明的不控整流阶段的子模块中电流流向图；

图5(a)是本发明的能量控制阶段第一个过程子模块电压上升时的能量以及环流直流分量的流向图；

图5(b)是本发明的能量控制阶段第二个过程直流侧电压上升时的能量以及环流直流分量的流向图；

图6是本发明的启动过程的闭环控制框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图1所示为本发明的MMC***的结构图。主要包括交流电源AC，交流继电器S1，切除软上电电阻开关S2，软上电电阻R1，MMC的子模块SM1-SM16，桥臂电抗器Larm，直流侧电容C1、C2，直流接触器S3，直流侧负载R2。

图2为硬件***的整体结构，整个***可以分为4个部分，主要是人机接口层、实时控制与信号处理层、变换器侧。下面对于各个层面所包含的东西进行简要说明。

人机接口层：主要包括一台电脑以及上位机软件。

实时控制层：主要是DSP与FPGA两个主控芯片及其***电路。

信号处理层：主要包括光纤转换板、公共信号的检测板、继电器的控制板与驱动板。

变换器侧：主要就是变换器的主电路。

下面将以一实施例说明本发明的启动方案，其中交流侧电压有效值220V；交流电压频率50Hz；直流侧额定电压800V；子模块数量16；子模块额定电压100V。

图3为本实施例的启动方案流程图。可以看出本实例的启动方案大致可以分为4个过程，分别为：带有软启动电阻的不控整流阶段，切除软启动电阻的不控整流阶段，能量控制过程一(子模块电容电压上升过程)，能量控制过程二(直流侧电容电压上升过程)。

图4为本实施例的不控整流阶段的主电路中电流的流向图，可以看出交流电源通过不控二极管为子模块电容以及直流侧电容充电，该过程结束时上桥臂的子模块电压之和v_ap和下桥臂子模块电压之和v_an都等于622V，直流侧电容电压之和U_dc也为622V。

图5是本发明的能量控制阶段直流侧电压上升时的能量以及环流直流分量的流向图。

具体地，能量控制原理可以表述如下。

每个桥臂总能量变换的表达式为：

式中，W_ap ^∑、W_an ^∑、v_apref、v_anref、i_ap、i_an、U_dc、e_j ^ref、i_j、i_diff、v_diff分别为上桥臂的总能量、下桥臂的总能量、上桥臂的桥臂输出参考电压、下桥臂的桥臂输出参考电压、上桥臂电流、下桥臂电流、直流电压、等效交流输出参考电压、交流电流、桥臂环流、环流附加参考信号。

由(1)和(2)两式可以求出，存储在桥臂电容里的总能量，以及上、下桥臂的能量之差的变化可以表示为：

由上面的(3)与(4)两式可以看出，桥臂总的能量调节与控制分量v_diff有关，当能量之和小于参考值时，只需要增大v_diff即可，当能量之和大于参考值时，则需要减小v_diff。上、下桥臂能量之差的控制，则可通过控制i_diff中的基波分量，使得它与交流输出电压的乘积产生一个直流量去控制能量的差值。图5中v₁是交流侧电流在桥臂阻抗上产生的压降，v_diff是环流在桥臂阻抗上产生的压降，也是能量控制作用产生的环流附加参考信号，v_ap、v_an、e_v、U_dc/2分别为上桥臂等效输出电压、下桥臂等效输出电压、交流侧电源电压以及直流侧电容电压。能量控制阶段也可以分为两个过程，由图中可以看出，第一个过程，在能量控制的作用下，交流侧与直流侧同时给子模块传输功率，此时环流的直流分量是由直流侧流向子模块，使得子模块电压迅速上升。第二个过程，交流侧把功率传输到子模块中，由于能量控制的作用，子模块通过环流的直流分量这一载体，将功率传输到直流侧，使得直流侧电容电压上升到额定值，此时环流中直流分量的方向是由子模块流向直流侧电容。

图6是本发明的启动过程的闭环控制框图。虚线框中所示的部分为闭环能量控制部分，如图所示，通过实时检测子模块电容电压值，分别求得桥臂的总能量与上、下桥臂的能量差值，分别作为能量之和以及能量之差控制器的输入。总的能量控制是利用一个PI控制器产生一个附加的直流分量叠加在v_diff，以此来控制桥臂总的能量。同理，对于上、下桥臂能量之差的控制，也是通过PI控制器以及一系列的运算，最终产生一个直流分量叠加在v_diff，来实现对能量差值的控制。除了能量控制部分，启动过程中还加入了交流电流闭环控制，需要注意的是，对于交流闭环控制生成的e_j信号，需要加入限幅控制，否则会导致动态过程冲击电流很大，甚至会造成***不稳定。而对于能量控制则必须加入惯性滤波环节，否则会因为能量控制的强烈作用，导致动态过程中子模块电容电压剧烈的波动，从而使得直流侧以及整个桥臂的电压无法快速稳定。对于产生调制信号中的U_dc/2，必须采用实时采样而来的信号，而不能直接给定最终的稳态参考值，否则***在动态过程中无法稳定，且采样回来的信号，需要加入惯性滤波环节，主要是因为在启动过程中，直流侧电容电压是持续上升且不断变化的，若不加惯性滤波环节，会影响最终产生的调制信号，使得桥臂的能量在动态过程中无法控制。通过启动过程中交流侧向直流侧传输固定的功率，为子模块电容与直流侧电容提供能量，使其电压上升到额定值，完成启动过程。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于模块化多电平变换器(MMC)的单相整流器启动方法，所述单相整流器包括相单元、直流侧，所述相单元由上、下桥臂构成，所述上、下桥臂分别由N个子模块和一个桥臂电感组成，所述子模块由两个带有反向并联二极管的开关管所组成的H半桥再并联一个电容构成，所述上、下桥臂电感间的中点为交流输出端，与交流电源连接，所述直流侧分别对上、下桥臂回路接入大电容，并与直流电网连接，其特征在于，该方法包括以下步骤；

(1)不控整流过程

所述交流电源通过所述子模块中的开关管的反并联二极管为所述子模块的电容以及所述直流侧电容充电，该过程结束时，并且使得上桥臂的子模块电压之和V_ap以及下桥臂的子模块电压之和V_an都达到交流电压峰值E的两倍，直流侧电容电压之和U_dc也达到交流侧电压峰值E的两倍；

(2)能量控制过程

不控整流阶段结束之后，通过对交流电流的比例谐振控制，即PR控制，使交流侧输入固定的功率，为电容充电提供能量；

在所述单相整流器正常运行中，会产生环流i_diff并生成环流附加参考信号v_diff，采用环流附加参考信号v_diff控制上、下桥臂能量的和值，采用环流i_diff中的基波分量与所述交流输出端输出电压乘积产生的一个直流量控制上、下桥臂能量的差值；

通过对所述能量和值、所述能量差值的控制和交流电流的PR控制继续为电容充电，使得子模块的电容电压和直流侧的电容电压达到额定值，然后***完成启动过程，进入稳定工作状态。

2.如权利要求1所述的启动方法，其特征在于，所述步骤(1)在初始阶段需要带有软启动电阻，用以限制不控整流阶段前期的充电电流。

3.如权利要求1或2所述的启动方法，其特征在于，所述步骤(2)具体包括以下步骤：

1)能量控制阶段一，在能量控制与交流电流的PR控制作用下，交流侧与直流侧同时给子模块传输功率，此时环流的直流分量是由直流侧流向所述子模块，使得所述子模块电压迅速上升，使得所述子模块电容电压先达到额定值；

2)能量控制阶段二，交流侧把功率传输到所述子模块中，由于能量控制的作用，所述子模块通过环流的直流分量这一载体，将功率传输到直流侧，使得所述直流侧的电容电压上升到额定值，此时环流中直流分量的方向是从所述子模块流向直流侧电容。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述1)的PR控制器能够实现对正弦量的无静差控制，通过PR控制可使得交流电流跟踪给定信号，在交流电网电压不变的情况下可保证交流侧输入整流器的能量保持不变，为整流器中子模块电容和直流侧电容提供充电能量。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述2)的能量控制原理为：

对于所述单相MMC整流器，每个桥臂总能量变化的表达式为：

$\frac{{\mathrm{dW}}_{ap}^{\mathrm{\Σ}}}{dt}=v_{ap}^{ref}{i}_{ap}=(\frac{U_{dc}}{2}-e_j^{ref}-v_{diff})(\frac{i_j}{2}+i_{diff})---\left(1\right)$

$\frac{{\mathrm{dW}}_{an}^{\mathrm{\Σ}}}{dt}=v_{an}^{ref}{i}_{an}=(\frac{U_{dc}}{2}+e_j^{ref}-v_{diff})(-\frac{i_j}{2}+i_{diff})---\left(2\right)$

式中，W_ap ^∑、W_an ^∑、v_ap ^ref、v_an ^ref、i_ap、i_an、U_dc、e_j ^ref、i_j、i_diff、v_diff分别为上桥臂的总能量、下桥臂的总能量、上桥臂的桥臂输出参考电压、下桥臂的桥臂输出参考电压、上桥臂电流、下桥臂电流、直流电压、等效交流输出参考电压、交流电流、桥臂环流、环流附加参考信号，

进而可得上、下桥臂的能量之和与能量之差的变化为：

$\frac{{\mathrm{dW}}_C^{\mathrm{\Σ}}}{dt}=(U_{dc}-2v_{diff})i_{diff}-e_j^{ref}{i}_j---\left(3\right)$

$\frac{{\mathrm{dW}}_C^{\mathrm{\Δ}}}{dt}=2e_j^{ref}{i}_{diff}-(\frac{U_{dc}}{2}-v_{diff})i_j---\left(4\right)$

W_c ^∑、W_c ^Δ分别表示上、下桥臂能量之和与能量之差，由(3)与(4)两式可以看出，上、下桥臂能量之和的调节与环流附加参考信号v_diff有关；而上、下桥臂能量之差的控制，则可通过控制i_diff中的基波分量，使得它与交流输出电压的乘积产生一个直流量去控制能量的差值。