CN104980226A - 自适应马赫曾德尔调制器线性化 - Google Patents

Abstract

本发明涉及自适应马赫曾德尔调制器线性化。在各种实施方式中，本发明提供了用于通过数字预先补偿来使马赫曾德尔调制器线性化并且调整驱动器的增益和/或调制指数的方法。所述预先补偿可以作为数字预先补偿算法来实现，所述算法是自适应反馈回路的一部分。还具有其他实施方式。

Description

自适应马赫曾德尔调制器线性化

相关申请的交叉引用

本专利申请涉及于2013年3月8日提交的题为“OPTICALCOMMUNICATION INTERFACE UTILIZING CODED PULSEAMPLITUDE MODULATION”的美国专利申请第13/791,201号，为所有目的将其并入本文中，以作参考。

关于在联邦政府资助的研究与开发中形成的发明的权利的声明

不适用

参考“顺序表”、表格或在光盘上提交的计算机程序列表附件

不适用

技术领域

本发明涉及光学通信***及其方法。

背景技术

随着互联网、云计算以及社会网络的出现，对数据通信网络的需求日益增长。为了提供高速数据通信，光学通信网络是一个首选。为了通过光学通信网络传输数据，将电信号调制成光信号。可以通过各种方式调制电信号，例如，相位调制、振幅调制、偏振调制和/或其组合。

为了进行电光调制，通常使用马赫曾德尔(MZ)调制器。例如，在MZ调制器中，分束器将激光分成两个路径，其中的一个路径具有相位调制器。然后，光束重新组合。然后，在相位调制路径上改变电场，确定这两个光束是建设性还是破坏性干扰输出，从而控制出射光的振幅或强度。

在过去，具有MZ调制器的很多实现方式，但是可惜，如下面所解释的，这些实现方式不充分。因此，期望用于MZ调制***的改进的***和方法。

发明内容

本发明涉及光学通信***及其方法。在各种实施方式中，本发明提供了用于通过数字预先补偿来使马赫曾德尔调制器线性化并且调整驱动器的增益和/或调制指数的方法。所述预先补偿可以作为数字预先补偿算法来实现，所述算法是自适应反馈回路的一部分。还具有其他实施方式。

根据一个实施方式，本发明提供了一种调制***。该***具有非线性映射模块，被配置为执行映射处理，以使用调制信号和第一调制指数生成电压信号。该***还包括DAC模块，被配置为将电压信号转换成模拟信号。该***另外包括驱动器模块，被配置为使用模拟信号和增益值生成驱动信号。所述驱动器模块进一步被配置为响应于补偿信号调整所述增益值。该***还具有峰值检测模块，被配置为确定与驱动信号相关联的峰值。该***另外包括MZ调制器，被配置为至少使用驱动信号生成输出信号。所述输出信号与半波电压值相关联。而且，该***包括补偿模块，被配置为至少使用第一调制指数和第二模块指数生成补偿信号。所述第二调制指数是峰值和半波电压值的函数。

根据另一个实施方式，本发明提供了一种调制***，该***包括非线性映射模块，被配置为执行映射处理，以使用调制信号和第一调制指数生成电压信号。该***包括DAC模块，被配置为将电压信号转换成模拟信号。此外，该***包括驱动器模块，被配置为使用模拟信号和增益值生成驱动信号。所述驱动器模块进一步被配置为响应于补偿信号调整所述增益值。该***另外包括峰值检测模块，被配置为确定与驱动信号相关联的峰值。而且，该***包括MZ调制器，被配置为至少使用驱动信号生成输出信号。所述输出信号与半波电压值相关联。该***还包括补偿模块，被配置为至少使用第一调制指数和第二模块指数生成补偿信号。所述第二调制指数是峰值和半波电压值的函数。

根据另一个实施方式，本发明提供了一种用于调制信号的方法。该方法包括使用第一调制指数执行调制信号的非线性映射，以生成电压信号。该方法还包括使用线性方程来处理电压信号。该方法进一步包括将经处理的电压信号转换成模拟信号。该方法另外包括以增益值处理模拟信号，以生成驱动信号。而且，该方法包括对驱动信号执行MZ调制，以生成输出信号。该方法还包括至少根据驱动信号和第一调制指数，确定第二调制指数。该方法进一步包括使用第二调制指数，调整增益值。

要理解的是，本发明的实施方式提供了超过传统的***和方法的多个优点。下面更详细地进行描述，由本发明的实施方式提供的线性提高了MZ调制器的性能，从而增强光学网络和其他应用。此外，本发明的各个方面与现有技术兼容，并且可以容易地包含或者应用于现有***内。还具有其他优点。

附图说明

图1为示出相干光学***的简化图；

图2为示出用于相干光学***的发送器的简化图；

图3为示出MZ调制器的总谐波失真和损耗的简化图；

图4为示出与使MZ调制器线性化相关联的预失真功能的简化图；

图5为示出用于补偿MZ非线性的非线性预失真映射的简化图；

图6为示出MZ调制器的预失真部分的数字实现方式的简化方框图；

图7为示出增益失配对总谐波失真的影响的简化图；

图8为示出根据调制指数的谐波中的功率的比率的简化图；

图9为示出MZ电压的频率相关性的示图；

图10为示出用于设置MZ线性化的驱动器增益的反馈回路的简化方框图；

图11为示出用于设置MZ线性化的非线性预失真的反馈回路的简化方框图。

具体实施方式

本发明涉及光学通信***及其方法。在各种实施方式中，本发明提供了用于通过数字预先补偿来使马赫曾德尔调制器线性化并且调整驱动器的增益和/或调制指数的方法。所述预先补偿可以作为数字预先补偿算法来实现，所述算法是自适应反馈回路的一部分。还具有其他实施方式。

提出了以下描述，以允许本领域的技术人员形成和使用本发明，并且在特定的应用背景下包含本发明。对于本领域的技术人员，各种修改以及在不同应用中的各种用途显而易见，并且在本文中限定的一般原理可以应用于广泛的实施方式中。因此，本发明并非旨在限于所提出的实施方式，而是符合与在本文中公开的原理和新特征一致的最广泛的范围。

在以下详细描述中，提出了多个具体细节，以便提供本发明的更彻底的理解。然而，对于本领域的技术人员，显然可以实践本发明，不必限于这些具体细节。在其他情况下，通过方框图的形式(而非详细地)显示众所周知的结构和装置，以免本发明晦涩难懂。

读者注意到与本说明书同时提交的并且与本说明书一起受公众监督的所有论文和文档，并且所有这种论文和文档的内容并入本文中，以作参考。在本说明书中公开的所有特征(包括任何所附权利要求、摘要以及附图)可以由用作相同的、等效或相似的目的的替换特征代替，除非另有明文规定。因此，除非另有明文规定，否则所公开的每个特征仅仅是一系列通用的等效或相似特征的一个实例。

而且，未明确规定用于执行特定的功能的“装置”或者用于执行特定的功能的“步骤”的在权利要求中的任何部件并不解释为在美国法典第35部第112节第6段中规定的“装置”或者“步骤”条款。尤其地，在本文中的权利要求中使用“步骤”或“行为”并非旨在调用美国法典第35部第112节第6段的条款。

要注意的是，如果使用的话，那么标签左、右、前、后、顶部、底部、向前、向后、顺时针以及逆时针仅仅为了方便的目的，而非旨在表示任何特定的固定方向。这些标签反而用于反映物体的各个部分之间的相对位置和/或方向。

如上所述，光学通信网络广泛地用于数据通信。为了满足数据通信日益增长的需求，光学通信***从非相干的架构转变成相干的架构。图1为示出相干光学***的简化图。

在其他特征之中，与非相干相比，相干光学通信网络***具有更好的敏感性以及更高的频谱效率，从而能够容忍更高的色度和偏振模式分散。此外，相干接收器允许相位和振幅调制。例如，调制格式(例如，QAM和OFDM调制)被视为相干光学***。色散的脉冲成形和预先补偿等技术可以配置在相干***的传输上。为了实现相干***，需要线性发送器。

为了进行调制，MZ调制器用于调制在发送器上的电场的振幅和相位，如图2中所示。图2为示出用于相干光学***的发送器的简化图。在此处，u(t)是调制信号，由线性放大器或驱动器放大该信号，以产生信号x(t)。假设u(t)进行标准化，以便-1<＝u(t)<＝1。Ei和Eo是MZ调制器的输入和输出光场。

在零点偏置的理想的无损MZ的传递函数由以下规定：

方程1： $E_0=E_i\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}}x\left(t\right)\right)$

V_π是MZ调制器的半波电压。由于相干接收器检测电场(而非光学功率)，所以用于MZ调制器的相关的传递函数从电气射频端口到光学电场。从以上方程中可以看出，传递函数是非线性，并且需要使发送器线性化。

一种使调制器线性化的方法是使调制信号足够小，以便以下近似法成立：

方程2： $E_0\&ap;E_i\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}}x\left(t\right)$

可惜的是，使调制信号足够小，造成在调制器的输出处的功率损失。由于小调制信号，所以需要额外的光学放大。如果x(t)增大，那么调制器的非线性增大。例如，非线性的一个测量是总谐波失真(THD)，是当x(t)为正弦曲线信号x(t)＝Asin(ωt)时的失真的测量。图3为示出MZ调制器的总谐波失真和损耗的简化图。更具体而言，图3示出了在调制信号的振幅增大时THD增大。在图3中还显示了在输入振幅减小时在调制器的输出光学功率中的相应损耗。

一种替换的方法是使用MZ调制器的逆变换重新映射信号，如图4中所示。图4为示出与使MZ调制器线性化相关联的预失真的简化图。使驱动器的增益为：

方程3：-αV_π<x(t)<αV_π，其中，0<α<1。

变量α在此次表示调制指数。使从u(t)到v(t)的映射由以下定义：

方程4： $v\left(t\right)=\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}{\sin }^{-1}\left(\mathrm{\&beta;u}\left(t\right)\right),$ 其中， $\mathrm{\&beta;}=\sin \left(\mathrm{\&alpha;}\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\right).$

由于假设u(t)标准化为-1<＝u(t)<＝1，所以βu(t)还位于[-1,1]范围内，并且明确定义从u(t)到v(t)的映射。进一步地，-π/2<v(t)<π/2。

为了满足在方程3中的条件，驱动器的增益由方程规定：

方程5： $G=\frac{2\mathrm{\&alpha;}{V}_{\mathrm{\&pi;}}}{\mathrm{\&pi;}}$

然后，MZ调制器的输出电场是：

方程6： $\begin{array}{c}{E}_0=E_i\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}}x\left(t\right)\right)=E_i\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}}\mathrm{Gv}\left(t\right)\right)\\ =E_i\sin \left(\frac{\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}}\frac{2\mathrm{\&alpha;}{V}_{\mathrm{\&pi;}}}{\mathrm{\&pi;}}\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}{\sin }^{-1}\left(\mathrm{\&beta;u}\right)\right)\\ =E_i\mathrm{\&beta;u}\end{array}$

输出E场是信号u(t)的线性函数，并且β是该线性化的发送器的有效增益。要注意的是，在方程4中的映射是调制指数α的函数。而且，驱动器的增益还是调制器半波电压V_π和调制指数α的函数。

图5为示出用于补偿MZ非线性的非线性预失真映射的简化图。更具体而言，图5示出了用于调制指数α的不同值的u->v的映射。在α->0时，由于对于相对于V_π的小幅摆动，sin(π/(2V_π)X)->π/(2V_π)X，所以转换变成要预测的线性。在这种情况下，MZ用作线性元素，并且不需要任何预先补偿。

作为一个实例，可以在数字上实现u->v的映射，如图6中所示。图6为示出MZ调制器的预失真部分的数字实现方式的简化方框图。

如果已知调制器的V_π并且驱动器的增益可以精确地固定，那么该***可被设规定的值α，该值在DSP中用于预先补偿算法。然而，由于V_π和驱动器的增益的变化，所以调制指数可以改变。

接下来，考虑为摆动α预先补偿信号时的情况，但是驱动器的增益设为使实际调制指数为α’。这有效地为在驱动器的增益与在DSP中假设的调制指数的值之间的失配。图7为示出增益失配对总谐波失真的影响的简化图。更具体而言，图7示出了该增益失配对用于不同驱动强度的发送器的线性度的影响。如图所示，该失配对更大的驱动强度具有更大的影响。

因此，要理解的是，根据本发明的各种实施方式，为相关光学通信***提供了一种自适应线性机构，并且反馈回路用于调整在MZ调制器的输入上的增益和/或预失真。

为了测量在马赫曾德尔的输出上的调制信号(例如，为了测量MZ调制器失真)，需要高速接收器。高速接收器的实现成本通常昂贵。如上所述，调制指数需要使调制器线性化，并且可以确定，无需直接测量调制的光学信号。这个特征允许马赫曾德尔调制器具有线性化。在各种实施方式中，在发送器上提供低频传输和接收路径，通过MZ的直流偏置端口以及用于设置MZ的偏置点的低速光电二极管(例如，整合到MZ调制器内)，可以实现该路径。偏置技术用于调制具有低振幅的低频正弦曲线信号的偏置端口。为了在零偏置点处设置MZ，直流偏置改变，直到调制信号的基本奇数谐波最小化(例如，偶数谐波最大化)。

在各种实施方式中，测量直流与二次谐波的比率或二次谐波与四次波的比率。这些比率允许测量调制指数。使用方程1，可以证明这些比率的使用：设调制信号x(t)为该形式的正弦曲线信号x(t)＝Asin(ω₀t)。通过求方程1的平方值，获得输出功率，如在下面的方程7中所示：

方程7： $P_0=\frac{P_i}{2}(1-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{2V_{\mathrm{\&pi;}}}A\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right))$

使用标准的傅里叶级数分析，获得下面的方程8：

方程8： $\cos \left(\mathrm{\&beta;}\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)\right)=J_0\left(\mathrm{\&beta;}\right)+\underset{k=1}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}2J_{2k}\left(\mathrm{\&beta;}\right)\cos \left(2\mathrm{k\&theta;}\right)$

在方程8中，J_n( )是第一类型的第n阶贝塞尔函数。使用方程7和方程8，可以获得下面的方程9，方程9描述了在零点上偏置的正弦曲线调制的MZ的输出功率：

方程9： $P_o=\frac{P_i}{2}+\frac{P_i}{2}(J_0\left(2X\right)+2J_2\left(2X\right)\cos \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)+2J_4\left(2X\right)\cos \left(4{\mathrm{\&omega;}}_{0}t\right)-...),$

其中：A＝正弦曲线的振幅。

通过方程9，可以确定方程10和方程11：

方程10：

方程11：

图8为示出根据调制指数的谐波功率的比率的简化图。更具体而言，在图8中示出了比率P₀/P₂和P₂/P₄。例如，通过测量这些比率中的任一个，可以确定在方程9中的X值。对于已知值“A”(即，正弦的振幅)，可以确定V_π的值。根据实现方式，通过使用模拟滤波器和功率检测器的模拟方式或者通过使用ADC并且数字化地处理样本，可以测量在谐波P₀、P₂以及P₄中的功率。

一旦确定V_π的值，就可以与调制信号x(t)的振幅进行比较，以便确定调制指数。在MZ调制器的射频端口，可以使用峰值检测器确定驱动信号的最大值。现在，峰值检测器输出与V_π的比率，提供该***的实际调制指数。可以调整驱动器的增益，直到获得所需要的比率。

作为一个实例，假设通过80％的V_π驱动MZ，即，x(t)的峰值应为:0.8*V_π。因此，对于α＝0.8的值，计算MZ正弦曲线非线性的数字预先补偿。假设在MZ调制器的光电二极管输出上的测量表明，在二次到四次谐波中的功率的比率是10*log10(P₂/P₄)＝35dB。从图8中可以看出，X＝0.06与该比率P₂/P₄对应。假设A的单独测量，即，正弦调制信号的振幅规定A＝0.2V。然后，V_π＝π*0.2/(2*0.06)＝5.24V。接下来，假设在驱动器的输出上的峰值检测器提供5V的值。现在，调整驱动器增益，直到峰值检测器输出与最大驱动电压0.8*5.24＝4.2V对应。此时，在要求值上驱动MZ，并且数字预先补偿与模拟驱动信号匹配。要理解的是，根据本发明的各种实施方式，该处理用作MZ控制器算法。

根据上面描述的处理，测量值V_π具有低频。V_π是频率的函数，并且相关性主要是因为在MZ调制器中的电气信号和电气波导的高频损耗。图9为示出MZ电压的频率相关性的示图。

V_π的频率相关性可以表示为：

方程12：V_π＝V_π0H(f)

其中，V_π0是V_π的直流(低频)值，并且H(f)表示频率相关性。假设明确地定义该传递函数的倒数，并且表示为U(f)，即：

方程13：H(f)＝1/U(f)。

那么，调制器的输出可以表示为：

方程14：

其中，是反傅里叶变换，并且X(f)是x(t)的傅里叶变换。因此，可以使用传递函数H_eq(f)＝1/U(f)，在非线性映射之后，均衡信号，以摆脱这种频率相关性并且在频率上有效地保持V_π恒定。

方程15：

现在，这降低为先前的情况，其中，假设V_π恒定(见方程1)，并且前面描述的技术适用。从信号u(t)到MZ调制器的输出电场的映射再次是线性映射。

在图10中显示了所产生的***。例如，图10为示出根据本发明的一个实施方式的用于设置MZ线性化的驱动器增益的反馈回路的简化方框图。该示图仅仅是一个实例，该实例不应过度限制权利要求的范围。本领域的技术人员会认识到很多变化、替换以及修改。例如，所执行的处理有效地为从u(k)到E_o的线性***。

提供MZ线性化的另一方法是根据所测量的值α’修改非线性映射，并且使驱动器的增益固定。图11为示出根据本发明的一个实施方式的用于设置MZ线性化的非线性预失真的反馈回路的简化方框图。该示图仅仅是一个实例，该实例不应过度限制权利要求的范围。本领域的技术人员会认识到很多变化、替换以及修改。为了使用先前制定的数值例，首先，针对值α＝0.8计算数字预先补偿，测量值V_π＝5.24V和峰值检测器值5V给出α’＝5/5.24＝0.95。将这个值反馈给在DSP中的非线性映射，并且针对这个新值α’＝0.95重新计算预先补偿。驱动器的增益没有改变。现在，预先补偿与模拟驱动信号匹配。

虽然上文是具体实施方式的完整描述，但是可以使用各种修改、替换的结构以及等同物。因此，以上描述和说明不应视为限制由所附权利要求定义的本发明的范围。

Claims (20)

1.一种调制***，包括：

非线性映射模块，被配置为执行映射处理，以使用调制信号和第一调制指数生成电压信号；

DAC模块，被配置为将所述电压信号转换成模拟信号；

驱动器模块，被配置为使用所述模拟信号和增益值生成驱动信号，所述驱动器模块进一步被配置为响应于补偿信号调整所述增益值；

峰值检测模块，被配置为确定与所述驱动信号相关联的峰值；

MZ调制器，被配置为至少使用所述驱动信号生成输出信号，所述输出信号与半波电压值相关联；以及

补偿模块，被配置为至少使用所述第一调制指数和第二调制指数生成所述补偿信号，所述第二调制指数是所述峰值和所述半波电压值的函数。

2.根据权利要求1所述的***，其中，所述MZ调制器接收以振幅值为特征的偏置信号，基于所述振幅值和所述输出信号的经测量的谐波，确定所述半波电压值。

3.根据权利要求1所述的***，其中，通过计算在所述峰值与所述半波电压值之间的比率，来确定所述第二调制指数。

4.根据权利要求1所述的***，进一步包括线性方程模式，用于处理所述电压信号。

5.根据权利要求1所述的***，其中，所述MZ调制器被偏置参考电压。

6.根据权利要求1所述的***，其中，所述MZ调制器与光电二极管电耦接。

7.根据权利要求1所述的***，进一步包括直流源，用于偏置所述MZ调制器。

8.一种调制***，包括：

非线性映射模块，被配置为执行映射处理，以使用调制信号和能调节的调制指数值生成电压信号；

DAC模块，被配置为将所述电压信号转换成模拟信号；

驱动器模块，被配置为使用所述模拟信号和增益值生成驱动信号；

峰值检测模块，被配置为确定与所述驱动信号相关联的峰值；

MZ调制器，被配置为至少使用所述驱动信号生成输出信号，所述输出信号与半波电压值相关联；以及

补偿模块，被配置为基于所述峰值和所述半波电压值确定所述能调节的调制指数值。

9.根据权利要求8所述的***，其中，所述MZ调制器接收以振幅值为特征的偏置信号，基于所述振幅值和所述输出信号的经测量的谐波，确定所述半波电压值。

10.根据权利要求8所述的***，进一步包括线性方程模式，用于处理所述电压信号；所述线性方程模块被配置为至少基于所述调制指数值来提供信号补偿。

11.根据权利要求8所述的***，其中，所述增益值基本上恒定。

12.根据权利要求8所述的***，其中，所述调制器包括光电二极管。

13.根据权利要求8所述的***，其中，基于振幅值和所述输出信号的经测量的谐波，确定所述半波电压值。

14.根据权利要求8所述的***，其中，所述半波电压值至少基于在四次谐波和二次谐波中测量的功率。

15.一种用于调制信号的方法，包括：

使用第一调制指数执行调制信号的非线性映射，以生成电压信号；

使用线性方程来处理所述电压信号；

将所处理的电压信号转换成模拟信号；

以增益值处理所述模拟信号，以生成驱动信号；

对所述驱动信号执行MZ调制，以生成输出信号；

至少基于所述驱动信号和所述第一调制指数，确定第二调制指数；以及

使用所述第二调制指数，调整所述增益值。

16.根据权利要求15所述的方法，进一步包括使用所述输出信号测量谐波。

17.根据权利要求15所述的方法，进一步包括测量所述驱动信号的峰值电压。

18.根据权利要求15所述的方法，进一步包括确定在峰值与半波电压值之间的比率，所述峰值基于所述驱动信号。

19.根据权利要求15所述的方法，进一步包括放大所述模拟信号。

20.根据权利要求15所述的方法，进一步包括测量与MZ调制器相关联的偏置振幅。