CN104852620A - 三相电压型pwm逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种三相电压型PWM逆变器控制方法，包括以下步骤：步骤一：建立三相电压型PWM逆变器数学模型；步骤二：通过引入合成矢量的思想，在合成矢量的基础上分析三相电压型PWM的数学模型；步骤三：将在合成矢量基础上分析得到的控制策略转换到同步旋转d-q坐标系下，得到三相电压型PWM逆变器无电感参数的电流内环解耦控制方法；步骤四：设计三相电压型PWM逆变器电压外环控制策略。本发明实现了电流内环无电感参数的完全解耦，保证控制性能。

Description

三相电压型PWM逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及电气工程领域，具体是一种三相电压型PWM逆变器控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，能实现能量双向流动，单位功率逆变运行、低输出电流谐波功能的三相电压型PWM逆变器得到广泛应用。随着应用场合的多样化，对其动、静态性能的要求也越来越高，提高三相电压型PWM逆变器控制性能的控制策略已成为研究的热点。目前三相电压型PWM逆变器广泛采用的电压电流双闭环控制策略。由于在同步坐标系中，交流变量被分解成有功变量和无功变量，在稳态时，它们都是直流分量，有功变量和无功变量可以得到独立无静差的控制。对于电流控制***性能的分析一般是建立在***彻底解耦基础上，即在动态过程中两相电流互不影响。但传统双闭环控制策略中常用的电流状态反馈解耦控制项须知道交流侧电感精确值，受电感测量误差的影响，***将不能彻底解耦，会影响到整个***的控制性能。总的说来三相电压型PWM逆变器采用的双闭环控制策略存在着以下缺点：一，电流内环控制器设计时需知道交流侧电感精确值；二，电感的测量值与电感精确值之间不可避免的存在误差；三，当电感参数出现误差时，电流内环将不能彻底解耦，控制性能会变差，随着同步频率的提高，这一现象尤为明显。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种三相电压型PWM逆变器控制方法，其针对三相电压型PWM逆变器，在逆变器并网和不并网直接与阻性负载相连接时，设计了电压外环及电流内环控制策略，其中电压外环采用恒定电压控制策略，通过改变电压外环的给定值来决定逆变器的运行状态，电压外环输出值作为电流内环的参考值，本发明实施例三相电压型逆变器运行在单位功率因数状态下。电流内环基于合成矢量的思想，实现了无电感参数的解耦控制，采用该策略时，电流内环解耦项中将不含交流侧电感参数，从而使得闭环控制***的主导极点不受物理条件的影响，可以根据需要配置在任何地方。

根据本发明的一个方面，提供一种三相电压型PWM逆变器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：建立三相电压型PWM逆变器数学模型；

步骤二：通过引入合成矢量的思想，在合成矢量的基础上分析三相电压型PWM的数学模型，得到基于合成矢量的下的电流内环解耦控制策略；

步骤三：将步骤二中所得的基于合成矢量的电流内环解耦控制策略转换到同步旋转d-q坐标系下，得到三相电压型PWM逆变器无电感参数的电流内环解耦控制方法；

步骤四：设计三相电压型PWM逆变器电压外环控制策略，将外环控制的输出值作为步骤三中电流内环解耦控制的参考值。

优选地，所述三相并网逆变器包含六个开关，将开关状态定义如下式：

式中k＝a,b,c，其中a,b,c分别表示交流电量三相。

优选地，所述三相电压型PWM逆变器数学模型在d-q标系下采用如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Ri}}_d+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=u_d+{\mathrm{wLi}}_q-e\\ {\mathrm{Ri}}_q+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=u_q-{\mathrm{wLi}}_d-e\end{array}\right.$

式中：L表示网侧滤波电感；R表示功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻之和，w表示三相工频交流量的角频率；u_d、u_q表示静止三相坐标系下abc交流侧三相电压转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电压值；e_d、e_q表示静止三相坐标系下abc网侧三相交流电压转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电压值；i_d、i_q表示静止三相坐标系下abc网侧三相电流转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电流值。

优选地，所述步骤三中电流内环的输出值作为PWM的调制信号，控制PWM逆变器的输出值，也即本发明的最终输出信号。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

一，电流内环控制设计方法简单，原理并不复杂，无需知道交流侧电感值。

二.采用控制器零点与主极点的对消，从而使闭环控制***的主导极点不受物理条件影响。

三，将合成矢量中的控制策略转换到同步旋转坐标中，数学模型简单，易于数字化实现。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是三相电压型PWM逆变器的电路图。

图2是基于合成矢量的电流解耦控制框图。

图3是同步旋转d-q坐标系下的无电感参数L解耦控制框图。

图4是三相电压型PWM逆变器控制框图。

图5是三相电压型PWM逆变器并网运行时的***仿真模型的示意图。

图6是三相电压型PWM逆变器不并网而与阻性负载直接连接时的***仿真模型的示意图。

图7是三相电压型PWM逆变器并网运行时基于本发明所提控制策略a相电压电流波形的示意图。

图8是三相电压型PWM逆变器并网运行时基于本发明所提控制策略***功率波形的示意图。

图9是三相电压型PWM逆变器不并网与阻性负载直接相连时基于本发明所提控制策略三相电压波形的示意图。

图10是三相电压型PWM逆变器不并网与阻性负载直接相连时基于本发明所提控制策略***功率波形的示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明三相电压型PWM逆变器控制方法包括以下步骤：

步骤一：建立三相电压型PWM逆变器数学模型，如图1所示，三相并网逆变 器包含六个开关，将开关状态定义如下式(1)：

式(1)中k＝a,b,c，其中a,b,c分别表示交流电量三相。

电网侧电动势为三相平稳对称的纯正弦波电动势，根据基尔霍夫电压定律建立三相静止坐标系下的三相电压型PWM逆变器数学模型，如下式(2)：

式中：e_a、e_b、e_c表示网侧三相电压；

i_a、i_b、i_c表示网侧三相电流；

L表示网侧滤波电感；

u_a、u_b、u_c表示交流侧三相电压；

R表示功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻之和。

三相静止对称坐标系中的数学模型交流侧均为时变交流量，不利于控制***设计，故可将其通过坐标变换转换为以电网基波频率同步旋转的d-q标系下的三相电压型PWM逆变器数学模型，将基波正弦变量转换为直流变量，简化控制***设计难度，实现无静差控制，如下式(3)：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Ri}}_d+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=u_d+{\mathrm{wLi}}_q-e\\ {\mathrm{Ri}}_q+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=u_q-{\mathrm{wLi}}_d-e\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中：w表示三相工频交流量的角频率；

u_d、u_q表示静止三相坐标系下abc交流侧三相电压转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电压值。

e_d、e_q表示静止三相坐标系下abc网侧三相交流电压转换到同步旋转两相坐标 系下dq两相电压值。

i_d、i_q表示静止三相坐标系下abc网侧三相电流转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电流值。 

步骤二：三相电压型PWM逆变器基于合成矢量的电流内环解耦控制策略设计，通过引入合成矢量的思想，在合成矢量的基础上分析三相电压型PWM的数学模型，得到基于合成矢量的下的电流内环解耦控制策略。

根据d-q旋转坐标系下三相电压型PWM逆变器的数学模型(3)，采用有电感参数解耦控制策略，电流调节器采用PI调节器，电流内环控制方程如式(4)：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d^{*}=(k_p+\frac{k_i}{S})(i_d^{*}-i_d)-\mathrm{wL}{i}_q+e_d\\ u_q^{*}=(k_p+\frac{k_i}{S})(i_q^{*}-i_q)+\mathrm{wL}{i}_d+e_q\end{array}\right.---\left(4\right)$

由于电流内环d-q轴的对称性，故将PI控制器设计成一样。

基于同步d-q坐标系下的电流内环解耦控制时涉及到电网侧电感参数L的值。在实际情况下，电感测量值与真实值之间有误差。受电感测量误差的影响，***解耦将不能彻底，当同步频率上升时，电流耦合的影响加剧，会影响到***的控制性能。

合成矢量是将双输入双输出的电流环节转变为单输入单输出电流模型，通过在静止两相坐标中研究其传递函数，改变控制器零点与系统主极点，从而使其对消的方法实现电流的解耦控制。在静止两相αβ坐标系和同步旋转d-q坐标系下的分量分别为f_a和f_b，则定义合成矢量为式(5)：

由式(2)中静止三相坐标系下三相电压型PWM逆变器的数学模型，可推导出三相电压型PWM逆变器在静止两相αβ坐标系下基于合成矢量的数学模型如式(6)：

$L\frac{d{i}_{\mathrm{\α\β}}}{\mathrm{dt}}+R{i}_{\mathrm{\α\β}}=u_{\mathrm{\α\β}}-e_{\mathrm{\α\β}}---\left(6\right)$

将式(6)转换到同步旋转d-q坐标系下时，微分算子d/dt用微分算子d/dt+jw来代替，即可得到三相电压型PWM逆变器在同步旋转d-q坐标系下基 于合成矢量的数学模型如式(7)：

$(\frac{d}{dt}+jw){\mathrm{Li}}_{dq}+{\mathrm{Ri}}_{dq}=u_{dq}-e_{dq}---\left(7\right)$

式(6)在s域中的表达式如式(8)所示：

$i_{\mathrm{dq}}=(u_{\mathrm{dq}}-e_{\mathrm{dq}})\frac{1}{\mathrm{sL}(R+\mathrm{jwL})}=(u_{\mathrm{dq}}-e_{\mathrm{dq}})\frac{1}{L[s+(\frac{R}{L}+\mathrm{jw})]}---\left(8\right)$

在同步坐标系中，电流调节器采用PI控制，不加解耦项时，基于合成矢量，电流控制***在αβ静止坐标系中的开环传递函数如式(9)所示：

$G_{o1}\left(s\right)=\frac{k_p}{L}\frac{s+\frac{k_i}{k_p}-\mathrm{jw}}{(s-\mathrm{jw})(s+\frac{R}{L})}---\left(9\right)$

有电感参数电流内环解耦控制通过电流状态的反馈补偿改造***的主极点，使***的主极点与控制器零点相消，从而使闭环控制***的主导极点不受物理条件影响，此时改造的是***的主极点，控制器的零点不变。根据此理论，也可改造控制器的零点，保持***的主极点不变，使得控制器的零点和***的主极点对消，同样可以得到所需要的控制效果。

根据式(8)，可得在同步坐标系中***的主极点为-R/L-jw。为了与***的主极点能够对消，必须改造控制器，构造控制器的零点为-k_i/k_p-jw，此时，只需要保证设计控制器参数时，使得k_i/k_p＝R/L就能获得所需要的控制效果。采用上述方案时***的控制框图如图2所示。

此时，基于图2所得在静止两相αβ坐标系下的开环传递函数为式(10)：

$G_{o2}\left(s\right)=\frac{k_p}{L}\frac{s+\frac{k_i}{k_p}}{(s-\mathrm{jw})(s+\frac{R}{L})}---\left(10\right)$

根据图2可将PI控制器设计为式(11)：

$C_{\mathrm{dq}}=\frac{k_p}{s}[s+(\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{jw})]=k_p[1+(\frac{k_i}{k_p}+\mathrm{jw})\frac{1}{s}]---\left(11\right)$

因此可得式(12)：

$u_{\mathrm{dq}}^{*}=e_{\mathrm{dq}}+C_{\mathrm{dq}}(i_{\mathrm{dq}}^{*}-i_{\mathrm{dq}})---\left(12\right)$

步骤三：将步骤二中所得的基于合成矢量的电流内环解耦控制策略按照式(6)转换到同步旋转d-q坐标系下，可以得到三相电压型PWM逆变器无电感参数的电流内环解耦控制方法。

由式(5)可得式(13)：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{dq}}^{*}=u_d^{*}-j{u}_q^{*}\\ i_{\mathrm{dq}}^{*}=i_d^{*}-j{i}_q^{*}\\ u_{\mathrm{dq}}=u_d-j{u}_q\\ i_{\mathrm{dq}}=i_d-j{i}_q\\ e_{\mathrm{dq}}=e_d-j{e}_q\end{array}\right.---\left(13\right)$

结合式(11)、(12)、(13)可得式(14)：

整理可得式(15)：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d^{*}=(k_p+\frac{k_i}{s})(i_d^{*}-i_d)-\frac{{\mathrm{wk}}_p}{s}(i_q^{*}-i_q)+e_d\\ u_q^{*}=(k_p+\frac{k_i}{s})(i_q^{*}-i_q)-\frac{{\mathrm{wk}}_p}{s}(i_d^{*}-i_d)+e_q\end{array}\right.---\left(15\right)$

由式(14)可以看出来控制器中已不再含有电感参数L。根据式(14)可以建立如图3所示的控制框图，实现了电流内环无电感参数L的完全解耦，保证控制性能。

步骤三中电流内环的输出值作为PWM的调制信号，控制PWM逆变器的输出值，也即本发明的最终输出信号。

步骤四：设计三相电压型PWM逆变器电压外环控制策略，将外环控制的输出值作为步骤三中电流内环解耦控制的参考值，具体如下：

电压控制采用恒定电压控制，交流侧三相电压u_a、u_b、u_c和三相电流i_a、i_b、i_c经过d-q变换后可得到u_d、u_q和i_d、i_q。在***单位功率因数逆变稳定运行时，取d轴与a相同相，q轴超前d轴90°，稳态运行时并网侧三相正弦电压e_a、e_b、e_c在d-q坐标系下的分解值记为e_d＝381.4V，e_q＝0，所以在恒定电压控制时q轴设定值为零，d轴设定值为381.4V。电压外环的输出作为电流内环的参考值。

三相电压型PWM逆变器控制框图如图4所示。基于恒定电压外环控制、无电感参数电流内环控制的三相电压型PWM在并网及不并网与阻性负载直接相连时的应用,电压外环采用恒定电压控制，电流内环采用无电感参数的解耦控制策略，电流控制器中不再含有电感参数。有电感参数的电流内环控制策略中包含交流侧电感值，而电感参数的测量值与精确值中存在误差，当测量的电感值出现误差时，电流内环将不能彻底解耦，随着同步频率的上升，电流耦合的影响加剧，***的控制性能将变差。而无电感参数电流内环解耦控制策略避免了电感参数测量误差的影响，同时三相电压型PWM逆变器闭环控制***的主极点不受物理条件的影响。图5是三相电压型PWM逆变器并网运行时的***仿真模型。图6是三相电压型PWM逆变器不并网而与阻性负载直接连接时的***仿真模型。具体仿真参数如表1所示：

表1三相电压型PWM逆变器的相关参数

参数	数值
		并网三相交流电压的频率/Hz	50
并网三相交流电压的线电压有效值/V	380
		直流侧电压源电压/V	800
交流侧电感L/mH	0.02
		交流侧电阻R/Ω	0.1
开关频率f/kHz	10
		负载功率P/kW	30

本实施例将从以下两种逆变器运行情况来验证所提控制策略的有效性和准确性。

(1)三相电压型PWM逆变器并网单位功率因数逆变运行；

(2)三相电压型PWM逆变器不并网与阻性负载直接相连运行。

***响应如说明书附图所示。其中，图7、图8为(1)状态下的***响应，可以看出当逆变器处于并网运行状态时，电压与电流同相，无功功率为零，有功功率维 持在一个稳定值，这与仿真设定的单位功率因数逆变运行一致。图9、图10对应(2)状态下的***响应，可以看出当逆变器不并网而与阻性负载直接相连时，三相电压波形为完美的正弦波，且相互差120°，***的无功功率为零，有功功率维持在一个稳定值，与所设定的单位功率因数逆变运行状态相一致。

本发明基于合成矢量的思想，通过改造电流内环控制器零点达到与系统主极点对消，设计了一种无电感参数的电流内环解耦控制方法，实现了三相电压型PWM逆变器***控制性能不受物理因素影响。同时该控制策略充分利用了离散化数学模型，计算简单，容易数字化实现。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (4)

1.一种三相电压型PWM逆变器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：建立三相电压型PWM逆变器数学模型；

步骤二：通过引入合成矢量的思想，在合成矢量的基础上分析三相电压型PWM的数学模型，得到基于合成矢量的下的电流内环解耦控制策略；

步骤三：将步骤二中所得的基于合成矢量的电流内环解耦控制策略转换到同步旋转d-q坐标系下，得到三相电压型PWM逆变器无电感参数的电流内环解耦控制方法；

步骤四：设计三相电压型PWM逆变器电压外环控制策略，将外环控制的输出值作为步骤三中电流内环解耦控制的参考值。

2.根据权利要求1所述的三相电压型PWM逆变器控制方法，其特征在于，所述三相并网逆变器包含六个开关，将开关状态定义如下式：

式中k＝a,b,c，其中a,b,c分别表示交流电量三相。

3.根据权利要求1所述的三相电压型PWM逆变器控制方法，其特征在于，所述三相电压型PWM逆变器数学模型在d-q标系下采用如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Ri}}_d+L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=u_d+w{\mathrm{Li}}_q-e\\ {\mathrm{Ri}}_d+L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=u_q-{\mathrm{wLi}}_d-e\end{array}\right.$

式中：L表示网侧滤波电感；R表示功率开关管损耗等效电阻与交流滤波电感等效电阻之和，w表示三相工频交流量的角频率；u_d、u_q表示静止三相坐标系下abc交流侧三相电压转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电压值；e_d、e_q表示静止三相坐标系下abc网侧三相交流电压转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电压值；i_d、i_q表示静止三相坐标系下abc网侧三相电流转换到同步旋转两相坐标系下dq两相电流值。

4.根据权利要求1所述的三相电压型PWM逆变器控制方法，其特征在于，所述步骤三中电流内环的输出值作为PWM的调制信号，控制PWM逆变器的输出值，也即本发明的最终输出信号。