CN104838610B - 在无线通信***中收发信号的方法及其设备 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种在无线通信***中收发信号的方法。根据本发明的一个实施方式，在无线通信***中收发信号的方法包括以下步骤：从基站向终端发送下行链路信号；接收从终端发送的上行链路信号；以及基于收发的下行链路信号或上行链路信号消除自干扰信号，其中，下行链路信号和上行链路信号的发送周期包括专用发送周期，并且在专用发送周期中，基站和终端的信号发送周期区分开。

Description

在无线通信***中收发信号的方法及其设备
技术领域
本发明涉及一种无线通信***。具体地，本发明涉及一种在时分复用小区协作通信***中收发信号的方法及其设备。更具体地，本发明涉及一种通过对收发的信号进行滤波来减小信号干扰的方法及其设备。
背景技术
总体上，无线通信***正在向着多样地覆盖宽范围以提供诸如音频通信服务、数据通信服务等的通信服务发展。无线通信是一种能够通过共享可用***资源(例如，带宽、发送功率等)来支持与多个用户通信的多址***。例如，多址***可包括CDMA(码分多址)***、FDMA(频分多址)***、TDMA(时分多址)***、OFDMA(正交频分多址)***、SC-FDMA(单载波频分多址)***等中的一个。
根据现有技术，使用一个发送天线和一个接收天线(单入单出(SISO))。相反，MIMO(多入多出)对应于使用多个发送天线和多个接收天线的方法。可通过该方法增强数据的发送和接收效率。具体地，如果无线通信***的发送端或接收端使用多个天线，则可增加容量并且可改进性能。在以下描述中，MIMO也可称为多天线。
在多天线技术中，可不依赖于单个天线路径来接收整个消息。相反，在多天线技术中，通过将从许多天线接收的数据片段组合在一起来完成数据。当使用多天线技术时，可在具有特定大小的小区区域中增强数据传输速度，或者可在确保特定数据传输速度的同时扩大***覆盖范围。并且，该技术广泛用于移动通信终端、中继站等中。根据多天线技术，可克服移动通信中的传统技术所使用的单个天线的吞吐量限制。
在一般MIMO通信***的配置中，在发送端中安装有NT数量个发送天线，并且在接收端中安装有NR数量个接收天线。在发送端和接收端二者均使用多个天线的情况下，与多个天线仅用于发送端或接收端的情况相比，理论信道传输容量增加。信道传输容量的增加与天线的数量成正比。因此，传送速率增强并且频率效率增强。如果使用单个天线的情况下的最大传送速率被表示为Ro，则使用多个天线的传送速率理论上可增加最大传送速率Ro乘以增长率Ri那么多。
例如，使用4个发送天线和4个接收天线的MIMO通信***可理论上能够获得单天线***4倍的传送速率。在90年代中期证实了多天线***的理论容量增加之后，至今已积极研究了用于实际增强数据传输速率的各种技术，它们中的多种技术已经被反映在诸如下一代无线LAN等的各种无线通信标准中。
多天线***使用多个发送天线和多个接收天线，并且能够经由多个发送和接收路径克服在无线电信道上发生的衰落影响。因此，与单个天线相比，数据传输速度和数据传输质量可得到增强。然而，为了在MIMO***中获得高数据传输速度，天线之间有必要具有足够的距离。由于基站利用宽覆盖范围来接收信号，所以能够安装在基站之间具有足够距离的天线。然而，实际上小型化终端难以具有足够的距离。因此，正在广泛研究允许包括单个天线的许多终端与多个天线的基站之间的通信的多用户MIMO(MU-MIMO)，MU-MIMO被包括在诸如LTE-高级等的3GPP标准中。
在多小区环境中，位于小区边界处的用户的传输速度和质量由于邻近小区所引起的小区间干扰(ICI)而严重劣化。为了克服ICI，可使用频率重用方法，该方法对应于通过在相邻小区之间分配正交的频率资源来减小干扰的方法。然而，频率重用方法可能不仅带来位于小区边界处的用户的传输速度和质量的改进，而且带来整个网络的传输速度和质量的下降。为了解决上述问题，作为通过有效地利用频率资源来减小ICI的方法，存在与经由多个小区之间的协调来减小ICI的方案对应的CoMP(协调多点)方案。CoMP方案通过在多个小区之间彼此交换用户的信道信息或数据信息来形成虚拟MIMO***。
为了在MU-MIMO***中有效地收发数据，有必要具有天线之间的信道信息。在时分蜂窝***中，基站向用户设备分配导频资源以获得信道信息。用户设备经由分配的导频资源将预定的导频序列发送给基站，而基站通过从用户设备接收导频序列来估计信道信息。尽管导频资源的需求与用户设备的数量成比例地增加，导频资源的量是有限的。因此，实际上无法给所有用户设备分配在多个小区之间正交的导频资源。因此，难以完美地利用导频资源来估计用户的信道，通过估计的信道构造的发送和接收滤波器可能导致非预期的干扰。通过重用导频资源而引起的性能下降在协作蜂窝环境中尤其严重。
因此，为了通过抑制多小区协作通信***中的干扰来获得高数据传输速度和质量，强制性地控制由导频资源引起的干扰。换言之，基站应该向各个用户设备分配最佳的导频资源，利用给定导频资源估计用户设备之间的信道，并且基于估计的信道设计发送和接收滤波器。为了使传输速度最大化，重要的是设计上述步骤之间的最佳方案。因此，需要有一种方法来设计能够从估计的信道消除小区间干扰和/或用户设备间干扰的增强型发送和接收滤波器。
发明内容
技术问题
本发明的一个目的是提供一种在无线通信***中发送和接收信号的方法及其设备。本发明的另一目的是提供一种在多用户MIMO(MU-MIMO)***中减小信号干扰的方法及其设备。
可从本发明获得的技术任务不限于上述技术任务。并且，本发明所属技术领域的普通技术人员可从以下描述清楚地理解其它未提及的技术任务。
技术方案
本发明的目的可通过提供一种在无线通信***中由基站发送和接收信号的方法来实现，该方法包括：从所述基站向用户设备发送下行链路信号；接收从所述用户设备发送的上行链路信号；以及基于所述下行链路信号或所述上行链路信号消除自干扰信号，其中，所述下行链路信号和上行链路信号的发送时间间隔包括专用发送时间间隔，其中，在所述专用发送时间间隔中，所述基站的信号发送时间间隔和所述用户设备的信号发送时间间隔彼此区分。
优选地，所述信号的发送和接收可在所述专用发送时间间隔之后同时执行。
优选地，发送所述下行链路信号可在所述专用发送时间间隔中执行。
优选地，该方法还可包括由所述基站接收所述基站在所述专用发送时间间隔中发送的下行链路信号。
优选地，接收所述上行链路信号可在所述专用发送时间间隔中执行。
优选地，所述方法还可包括由所述用户设备接收由所述用户设备在所述专用发送时间间隔中发送的上行链路信号。
优选地，所述方法还可包括由所述用户设备接收另一用户设备在所述专用发送时间间隔中发送的上行链路信号。
优选地，所述上行链路信号和下行链路信号的发送可在相同的频带中执行。
优选地，从所述基站向所述用户设备发送所述下行链路信号时涉及的子帧可包括物理广播信道(PBCH)、主同步信号/辅同步信号(PSS/SSS)、参考信号和数据信道信息中的至少一个。
优选地，从所述用户设备向所述基站发送所述上行链路信号时涉及的子帧可包括物理随机接入信道(PRACH)、探测参考信号(SRS)、物理上行链路控制信道(PUCCH)和物理上行链路共享信道(PUSCH)信息中的至少一个。
优选地，所述自干扰信号可以是在从所述基站发送之后被所述基站接收的下行链路信号。
优选地，所述方法还可包括基于所述下行链路信号或所述上行链路信号获取下行链路同步信息。
在本发明的另一方面，提供一种在无线通信***中由基站发送和接收信号的方法，该方法包括：从所述基站向用户设备发送下行链路信号；接收从多个用户设备发送的上行链路信号；以及基于所述下行链路信号或所述上行链路信号消除自干扰信号，其中，当所述多个用户设备中的第一用户设备在时间间隔中发送上行链路信号时，所述多个用户设备中的其它用户设备在所述时间间隔中均不发送上行链路信号。
优选地，由所述第一用户设备发送的所述上行链路信号可被所述多个用户设备中的其它用户设备中的至少一个接收到。
优选地，所述基站可在所述时间间隔中执行所述发送和所述接收。
在本发明的另一方面，提供一种在无线通信***中发送和接收信号的基站，该基站包括收发器以及处理器，其中，所述处理器被配置为利用所述收发器向用户设备发送下行链路信号，接收从所述用户设备发送的上行链路信号，并且基于所述下行链路信号或所述上行链路信号来消除自干扰信号，其中，所述下行链路信号和所述上行链路信号的发送时间间隔包括专用发送时间间隔，其中，所述专用发送时间间隔被分成所述基站的信号发送时间间隔和所述用户设备的信号发送时间间隔。
有益效果
根据本发明，能够在无线通信***中有效地发送和接收参考信号和数据信号。具体地，能够通过对收发的信号进行滤波来减小小区间干扰。
可从本发明获得的效果可不限于上述效果。并且，本发明所属技术领域的普通技术人员可从以下描述清楚地理解其它未提及的效果。
附图说明
附图被包括以提供对本发明的进一步理解，并且被并入本说明书并构成本说明书的一部分，附图示出了本发明的实施方式并与说明书一起用来说明本发明的原理。
图1是用于说明用于3GPP LTE***的物理信道以及使用这些物理信道的一般信号传输方法的示图；
图2是无线电帧结构的示例的示图；
图3是下行链路时隙的资源网格的示例的示图；
图4是下行链路子帧的结构的示例的示图；
图5是上行链路的的结构的示例的示图；
图6是自干扰信号的概念图；
图7是FDR中的干扰的概念图；
图8是FDR发送和接收端的干扰消除区域的示图；
图9是消除FDR***中的模拟/数字干扰的方法的示图；
图10是消除天线干扰的方案的示例的示图；
图11是单信道-全双工(SC-FD)无线通信的示例的示图；
图12是单信道的干扰类型的概念图；
图13是基站与用户设备之间的干扰的形式的示图；
图14是被配置为利用传统技术消除干扰信号的收发器的结构的示图；
图15是根据本发明的干扰消除处理的示例的流程图；
图16是被配置为执行根据本发明的干扰消除处理的收发器的示例的示图；
图17是被配置为执行根据本发明的干扰消除处理的收发器的不同示例的示图；
图18是基站与用户设备之间的双工方法的示例的示图；
图19是根据本发明的一个实施方式的发送上行链路信号的用户设备的示图；
图20是根据本发明的一个实施方式的发送下行链路信号的基站的示图；
图21和图22是基站与用户设备之间的双工方法的不同示例的示图；
图23是根据本发明的一个实施方式的由基站与多个用户设备收发信号的处理的示图；
图24是根据本发明的一个实施方式的基站与用户设备之间的双工方法的不同示例的示图。
具体实施方式
本发明的实施方式的以下描述可应用于各种无线接入***，包括CDMA(码分多址)、FDMA(频分多址)、TDMA(时分多址)、正交频分多址(OFDMA)、SC-FDMA(单载波频分多址)等。CDMA可利用诸如UTRA(通用地面无线电接入)、CDMA2000等的无线电技术来实现。TDMA可利用诸如GSM/GPRS/EDGE(全球移动通信***/通用分组无线电服务/增强型数据速率GSM演进)的无线电技术来实现。OFDMA可利用诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、E-UTRA(演进UTRA)等的无线电技术来实现。UTRA是UMTS(通用移动电信***)的一部分。3GPP(第三代合作伙伴计划)LTE(长期演进)是使用E-UTRA的E-UMTS(演进UMTS)的一部分。3GPP LTE在下行链路中采用OFDMA，在上行链路中采用SC-FDMA。LTE-A(LTE–高级)是3GPP LTE的演进版本。
为了清晰起见，以下描述主要涉及3GPP LTE***或3GPP LTE-A***，本发明的技术构思可不限于此。提供以下描述中使用的具体术语是为了更好地理解本发明，在本发明的技术构思的范围内，这些术语的使用可被修改为不同的形式。
在无线通信***中，用户设备在下行链路(以下缩写为DL)中从基站接收信息并且在上行链路(以下缩写为UL)中将信息发送给基站。用户设备与基站之间收发的信息包括数据和各种控制信息。根据用户设备与基站之间收发的信息的类型/用途，存在各种物理信道。
图1是用于说明用于3GPP LTE***的物理信道以及使用这些物理信道的一般信号传输方法的示图。
参照图1，如果用户设备的电源被打开或者用户设备进入新小区，则用户设备可执行初始小区搜索作业以匹配与基站的同步等[S101]。为此，用户设备可从基站接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)，可匹配与基站的同步，然后可获得诸如小区ID等的信息。随后，用户设备可从基站接收物理广播信道(PBCH)，然后可获得小区内广播信息。此外，用户设备可接收下行链路参考信号(DL RS)，然后可检查DL信道状态。
完成初始小区搜索之后，用户设备可接收物理下行链路控制信道(PDCCH)以及根据物理下行链路控制信道(PDCCH)的物理下行链路共享控制信道(PDSCH)，然后可获得详细的***信息[S102]。
此外，用户设备可执行随机接入过程以完成对基站的接入[S103至S106]。为此，用户设备可经由物理随机接入信道(PRACH)发送前导码[S103]，然后可经由PDCCH和对应PDSCH接收响应于该前导码的响应消息[S104]。在基于竞争的随机接入的情况下，可执行诸如附加物理随机接入信道的发送[S105]以及物理下行链路控制信道和对应物理下行链路共享信道的信道接收[S106]的竞争解决过程。
在执行上述过程之后，作为一般上行链路/下行链路信号传输过程，用户设备可执行PDCCH/PDSCH接收[S107]和PUSCH/PUCCH(物理上行链路共享信道/物理上行链路控制信道)发送[S108]。由用户设备发送给基站的控制信息可被统称为上行链路控制信息(以下缩写为UCI)。UCI可包括HARQ-ACK/NACK(混合自动重传请求确认/否定确认)、SR(调度请求)、CQI(信道质量指示)、PMI(预编码矩阵指示)、RI(秩指示)等。在本说明书中，HARQ-ACK/NACK被简称为HARQ-ACK或ACK(NACK)(A/N)。HARQ-ACK包括肯定ACK(简称为ACK)、否定ACK(NACK)、DTX和NACK/DTX中的至少一个。UCI通常按照周期经由PUCCH发送。然而，在控制信息和业务数据二者需要同时发送的情况下，UCI可在PUSCH上发送。此外，UCI可响应于网络所作的请求/指示来非周期性地发送。
图2是用于说明无线电帧的结构的示例的示图。参照图2，在蜂窝OFDM无线电分组通信***中，以子帧为单位执行UL/DL(上行链路/下行链路)数据分组传输。并且，一个子帧被定义成包括多个OFDM符号的预定时间间隔。在3GPP LTE标准中，支持适用于FDD(频分双工)的类型1无线电帧结构和适用于TDD(时分双工)的类型2无线电帧结构。
图2(a)是类型1无线电帧的结构的示图。DL(下行链路)无线电帧包括10个子帧。各个子帧在时域中包括2个时隙。并且，发送一个子帧所花费的时间被定义为发送时间间隔(以下缩写为TTI)。例如，一个子帧可具有1ms的长度，一个时隙可具有0.5ms的长度。一个时隙在时域中可包括多个OFDM符号，并且在频域中可包括多个资源块(RB)。由于3GPP LTE***在下行链路中使用OFDM，所以OFDM符号被提供用于指示一个符号周期。OFDM符号可被称为SC-FDMA符号或符号周期。资源块(RB)可包括一个时隙中的多个连续子载波。
一个时隙中包括的OFDM符号的数量可依据CP的配置而变化。CP可被分成扩展CP和正常CP。例如，在OFDM符号按照正常CP来配置的情况下，一个时隙中包括的OFDM符号的数量可为7个。在OFDM符号按照扩展CP来配置的情况下，由于一个OFDM符号的长度增加，所以一个时隙中包括的OFDM符号的数量可少于正常CP的情况。例如，在扩展CP的情况下，一个时隙中包括的OFDM符号的数量可为6个。如果信道状态不稳定(例如，UE正在高速移动)，则可使用扩展CP来进一步减小符号间干扰。
当使用正常CP时，由于一个时隙包括7个OFDM符号，所以一个子帧包括14个OFDM符号。在这种情况下，各个子帧的最多前3个OFDM符号可被分配给PDCCH(物理下行链路控制信道)，而剩余的OFDM符号被分配给PDSCH(物理下行链路共享信道)。
图2(b)是类型2无线电帧的结构的示例的示图。类型2无线电帧包括2个半帧。各个半帧都包括5个子帧、DwPTS(下行链路导频时隙)、GP(保护周期)和UpPTS(上行链路导频时隙)，并且一个子帧由两个时隙组成。DwPTS用于用户设备中的初始小区搜索、同步或信道估计。UpPTS用于基站中的信道估计以及用户设备的上行链路传输同步。保护周期是用于消除在上行链路与下行链路之间由于下行链路信号的多径延迟而在上行链路中产生的干扰的周期。
无线电帧的上述结构仅是示例性的。并且，无线电帧中包括的子帧的数量、子帧中包括的时隙的数量以及时隙中包括的符号的数量可按照各种方式来修改。
图3是下行链路时隙的资源网格的一个示例的示图。
参照图3，一个下行链路(DL)时隙在时域中可包括多个OFDM符号。具体地，一个DL时隙示例性地包括7(6)个OFDM符号，并且一个资源块(RB)在频域中包括12个子载波。资源网格上的各个元素被称为资源元素(以下缩写为RE)。一个资源块包括12×7(6)个资源元素。DL时隙中包括的资源块的数量NRB可取决于DL传输带宽。并且，上行链路(UL)时隙的结构可与DL时隙的结构相同，用SC-FDMA符号代替OFDM符号。
图4是下行链路子帧的结构的示例的示图。
参照图4，位于一个子帧的第一时隙的头部的最多3(4)个OFDM符号对应于被指派有控制信道的控制区域。剩余的OFDM符号对应于被指派有PDSCH(物理下行链路共享信道)的数据区域。LTE***所使用的DL控制信道的示例可包括PCFICH(物理控制格式指示符信道)、PDCCH(物理下行链路控制信道)、PHICH(物理混合自动重传请求指示符信道)等。PCFICH在子帧的第一个OFDM符号中发送，并承载关于子帧内用于控制信道的传输的OFDM符号的数量的信息。PHICH是响应于UL传输的响应信道，并承载HARQ ACK/NACK(混合自动重传请求确认/否定确认)信号。
PDCCH上承载的控制信息可被称为下行链路控制信息(以下缩写为DCI)。DCI包括用于UE或UE组的资源分配信息以及不同的控制信息。例如，DCI包括UL/DL调度信息、UL发送(Tx)功率控制命令等。
PDCCH承载DL-SCH(下行链路共享信道)的传输格式和资源分配信息、UL-SCH(上行链路共享信道)的传输格式和资源分配信息、PCH(寻呼信道)上的寻呼信息、DL-SCH上的***信息、PDSCH上发送的高层控制消息(例如，随机接入响应)的资源分配信息、用户设备(UE)组内的各个用户设备的发送(Tx)功率控制命令集、发送(Tx)功率控制命令、关于VoIP(IP语音)的激活指示的信息等。控制区域中可发送多个PDCCH，用户设备能够监测多个PDCCH。PDCCH由至少一个或更多个邻接的CCE(控制信道元素)的聚合来配置。CCE是用于依据无线电信道的状态向PDCCH提供编码速率的逻辑指派单位。CCE对应于多个REG(资源元素组)。PDCCH的格式和可用PDCCH比特数根据CCE的数量来确定。基站依据待发送至用户设备的DCI来决定PDCCH格式，并将CRC(循环冗余校验)附加到控制信息。依据PDCCH的所有者或用途，利用唯一标识符(例如，RNTI(无线电网络临时标识符))来对CRC进行掩码处理。如果PDCCH为了特定用户设备而提供，则可利用对应用户设备的唯一标识符(即，C-RNTI(即，小区-RNTI))对CRC进行掩码处理。如果PDCCH为了寻呼消息而被提供，则可利用寻呼标识符(例如，P-RNTI(寻呼-RNTI))对CRC进行掩码处理。如果PDCCH为了***信息而被提供，更具体地，为了***信息块(SIB)，则可利用***信息标识符(例如，SI-RNTI(***信息-RNTI))对CRC进行掩码处理。如果PDCCH为了随机接入响应而被提供，则可利用RA-RNTI(随机接入-RNTI)对CRC进行掩码处理。
图5是上行链路子帧的结构的示例的示图。
参照图5，1ms长度的子帧500(在LTE中是UL传输的基本单位)包括两个0.5ms长度的时隙。在正常CP(循环前缀)的情况下，各个时隙包括7个符号502，并且一个符号对应于一个SC-FDMA符号。资源块(RB)503是分别与频域中的12个子载波和时域中的时隙对应的资源分配单位。在LTE***中，UL子帧的结构主要分为数据区域504和控制区域505。数据区域包括PUSCH并且用于发送诸如音频等的数据信号。控制区域包括PUCCH并且用于发送上行链路控制信息(UCI)。PUCCH包括在频率轴上位于数据区域的两端的RB对，并且在时隙边界上跳频。
PUCCH可用于发送下列控制信息。
-SR(调度请求)：用于请求上行链路UL-SCH资源的信息。该信息利用OOK(开关键控)方案来发送。
-HARQ-ACK：对PDSCH上的下行链路数据分组(例如，码字)的响应信号。该信息指示下行链路数据分组是否被成功接收。响应于单个下行链路码字(CW)发送HARQ ACK 1比特，并且响应于两个下行链路码字发送HARQ ACK 2比特。
-CSI(信道状态信息)：下行链路信道上的反馈信息。MIMO(多入多出)相关反馈信息包括RI(秩指示符)和PMI(预编码矩阵指示符)。对于该信息，每子帧使用20比特。
能够由UE在子帧中发送的控制信息的量取决于可用于发送控制信息的SC-FDMA符号的数量。可用于发送控制信息的SC-FDMA是指子帧中除了用于发送参考信号(RS)的SC-FDMA符号之外的剩余SC-FDMA符号。在被配置有探测参考信号(SRS)的子帧的情况下，还排除子帧的最后SC-FDMA符号。使用参考信号来检测PUCCH的相干。PUCCH根据发送的信息支持各种格式。
表1指示在LTE中PUCCH格式与UCI之间的映射关系。
[表1]
探测参考信号(SRS)经由在时间轴上位于子帧的结尾处的SC-FDMA符号来发送。经由相同子帧的最后SC-FDMA发送的多个用户设备的SRS可根据频率位置/序列来彼此区分。
在传统LTE中，SRS被周期性地发送。SRS的周期性发送通过小区特定SRS参数和UE特定SRS参数来配置。小区特定SRS参数(即，小区特定SRS配置)和UE特定SRS参数(即，UE特定SRS配置)经由上层(例如，RRC)信令发送给UE。类似地，在中继***的情况下，用于中继器的SRS配置通过小区特定SRS参数和中继器特定(RN特定)SRS参数来配置。
小区特定SRS参数包括srs-BandwidthConfig和srs-SubframeConfig。srs-BandwidthConfig指示关于可发送SRS的频带的信息，并且srs-SubframeConfig指示关于可发送SRS的子帧的信息。在小区中，在帧中周期性地配置可发送SRS的子帧。下表2示出小区特定SRS参数当中的srs-SubframeConfig。
[表2]
srs-SubframeConfig 二进制 配置周期TSFC(子帧) 传输偏移ΔSFC(子帧)
0 0000 1 {0}
1 0001 2 {0}
2 0010 2 {1}
3 0011 5 {0}
4 0100 5 {1}
5 0101 5 {2}
6 0110 5 {3}
7 0111 5 {0,1}
8 1000 5 {2,3}
9 1001 10 {0}
10 1010 10 {1}
11 1011 10 {2}
12 1100 10 {3}
13 1101 10 {0,1,2,3,4,6,8}
14 1110 10 {0,1,2,3,4,5,6,8}
15 1111 预留 预留
TSFC指示小区特定子帧配置，而ΔSFC指示小区特定子帧偏移。srs-SubframeConfig由上层(例如，RRC层)提供。经由满足的子帧来发送SRS。在这种情况下，ns指示时隙索引。指示向下取整函数，并且mod指示模计算。
UE特定SRS参数包括srs-Bandwidth、srs-HoppingBandwidth、freqDomainPosition、srs-ConfigIndex、transmissionComb和cyclicShift。srs-Bandwidth指示用于配置由对应UE发送SRS的频带的值。srs-HoppingBandwidth指示用于配置SRS的跳频的值。freqDomainPosition指示用于确定发送SRS的频率位置的值。srs-ConfigIndex指示用于配置由UE发送SRS的子帧的值。transmissionComb指示用于配置SRStransmissionComb的值。cyclicShift指示用于配置应用于SRS序列的循环移位值的值。
表3和表4示出根据srs-ConfigIndex的SRS传输周期以及子帧偏移。SRS传输周期指示周期性地发送SRS的UE的时间间隔(单位，子帧或ms)。表3示出FDD情况，而表4示出TDD情况。根据UE用信号通知SRS配置索引(ISRS)，并且各个UE检查SRS传输周期(TSRS)和SRS子帧偏移(Toffset)。
[表3]
SRS配置索引ISRS SRS周期性TSRS(ms) SRS子帧偏移Toffset
0–1 2 ISRS
2–6 5 ISRS–2
7–16 10 ISRS–7
17–36 20 ISRS–17
37–76 40 ISRS–37
77–156 80 ISRS–77
157–316 160 ISRS–157
317–636 320 ISRS–317
637–1023 预留 预留
[表4]
配置索引ISRS SRS周期性TSRS(ms) SRS子帧偏移Toffset
0 2 0,1
1 2 0,2
2 2 1,2
3 2 0,3
4 2 1,3
5 2 0,4
6 2 1,4
7 2 2,3
8 2 2,4
9 2 3,4
10–14 5 ISRS–10
15–24 10 ISRS–15
25–44 20 ISRS–25
45–84 40 ISRS–45
85–164 80 ISRS–85
165–324 160 ISRS–165
325–644 320 ISRS–325
645–1023 预留 预留
总之，在传统LTE中，小区特定SRS参数告知UE小区中被占据以用于发送SRS的子帧，并且UE特定SRS参数告知UE在被占据以用于发送SRS的子帧当中UE实际使用的子帧。UE经由被指定为UE特定SRS参数的子帧的特定符号(例如，最后符号)来周期性地发送SRS。
此外，为了保护被小区特定SRS参数占据的子帧中的SRS传输，有必要使UE不经由子帧的最后符号发送UL信号，不管在该子帧中是否实际发送SRS。
在本公开中，集中于基站与终端之间的数据发送/接收关系来描述本发明的实施方式。在本公开中，被说明为由基站执行的特定操作在一些情况下可由基站的上层节点执行。具体地，在利用包括基站在内的多个网络节点构造的网络中，显然，为了与终端通信而执行的各种操作可由基站或者基站以外的其它网络节点执行。此外，在文献中，“基站(BS)”可用诸如固定站、节点B、eNode B(eNB)、接入点(AP)等的术语代替。并且“终端”可用诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、移动订户站(MSS)等术语代替。并且，在本发明的以下描述中，参考信号可用诸如导频信号、导频资源、导频序列等术语代替。
全双工无线通信(全双工无线电传输(FDR)
图6是自干扰信号的概念图。
通常，全双工是指发送端/接收端在不在频率、时间等中进行UL/DL双工的情况下支持基站或用户设备(UE)发送UL/DL的技术。具体地，如图6所示，由于UE 1和UE 2利用相同的频率/时间资源在UL/DL中彼此通信，所以各个UE应该在发送信号的同时接收从不同基站或UE发送来的信号。因此，就像图6中的虚线，由于由UE发送的信号被UE的接收天线直接接收，因此形成能引起自干扰的基本通信环境。
在考虑多小区布置环境的情况下，由于FDR的引入而可以预料到的新的干扰或增加的干扰可总结如下。
-用户自干扰
-多用户干扰
-BS(或eNB)间干扰
图7是FDR中的干扰的概念图。
如图6所示，用户自干扰指示它自己的发送信号直接导致对接收天线的干扰。通常，由于接收的用户自干扰比期望的信号强约60–90dB，所以重要的是经由干扰消除处理完全消除用户自干扰。
如图7所示，多用户干扰指示在多个终端之间发送的干扰。由于传统通信***实现被配置为将DL和UL中的每一个划分到频率、时间等中的半双工(例如，FDD、TDD)，所以在DL和UL之间不发生干扰。然而，在全双工传输***的情况下，由于UL和DL彼此共享相同的频率/时间资源，如图2所示，在发送数据的基站与相邻终端之间总是发生干扰。
最后，BS间干扰指示在基站之间发生的干扰。BS间干扰指示与多用户干扰相同的通信情形，意指由于UL/DL资源共享，在基站之间总是发生干扰。具体地，尽管FDR能够通过在DL/UL中共享相同的时间/频率资源来提高频率效率，但是频率效率的增强可受到干扰的增加的限制。
图8是FDR发送和接收端的干扰消除区域的示图。
自干扰消除
如先前描述中提及的，自干扰通常对应于以UE的发送信号直接被该UE的接收天线接收到的方式发生的干扰。在这种情况下，干扰的大小可比实际接收信号(期望的信号)的大小大了约60至90dB那么多。可通过3种方案来消除自干扰。根据各个方案的最大干扰消除范围如下。
方案1)天线消除：20至30dB
方案2)模拟消除：最大45dB
方案3)数字消除：20至25dB
应用各个方案的位置在图8中示出。具体地，在通过基带处理的信号经过数模转换器(DAC)之前或者在经过模数转换器(ADC)之后应用数字消除。根据数字消除方案，可通过应用诸如波束成形等的各种数字消除方案来执行自干扰消除(SIC)。数字消除的范围变为约20至25dB。
图9是消除FDR***中的模拟/数字干扰的方法的示图。
除了数字消除以外，在经过DAC或ADC之前存在在RF信号中进行模拟消除处理的区域。如图9所示，模拟消除指示通过在第二发送链中对自干扰执行数字估计来直接生成模拟消除信号并且在RX端聚合模拟消除信号。通过这样做，可执行SIC。图9示出发送端结构和接收端结构二者，其中一次实现模拟消除和数字消除。具体地，根据模拟消除方案，发送端的信号本身被反转，并且反转的信号与接收端的信号组合。通过这样做，可使直接接收的发送信号消失。
图10是消除天线干扰的方案的示例的示图。
最后，存在天线干扰消除方案。在由2个Tx天线和1个Rx天线组成的收发器的情况下，当从2个Tx天线发送的信号被Rx天线接收时，如果信号被实现为分别具有180度的反相，则从2个Tx天线发送的信号的相位分别具有180度的差异。因此，由位于中心的Rx天线接收的相加信号变为Null(即，0)。图10示出天线干扰消除方案的简单实现情况。在这种情况下，2个Tx天线与Rx天线之间的距离具有恰好λ/2的差异。因此，相位也具有恰好180度的差异。
通常，由于天线干扰消除方案的复杂性较低，所以是实现消除方案的最简单的方式。然而，如先前描述中提及的，天线干扰消除方案的最大干扰消除能力已知为约20至30dB。然而，对于FDR***而言，必须具有约70dB的SIC能力。为了SIC能力，可将上述3种方案彼此组合。然而，存在天线干扰消除方案的能力被最大化的特定通信环境。
具体地，随着***带宽变得越来越小或者随着中心频率向高频移动，天线IC的能力快速增加。因此，能够从上述现象推导出这样一个领悟。如果高频窄带被指派给FDR通信区域，则由于能够仅利用天线干扰消除确保足够的SIC能力，所以可不仅能够确保FDR的性能，而且降低实现复杂性。通常，由于高频传输频带瞄准使用宽频带的宽带通信，所以如果高频传输频带的一部分被配置为FDR区，则可开发出有利于经由天线IC消除自干扰的环境并且获得足够的性能。
本发明提出一种在用于FDR***的单信道–全双工的情况下消除自干扰信号的方法。
单信道–全双工无线通信(单信道–全双工)
图11是单信道–全双工(SC-FD)无线通信的示例的示图。
如图11所示，基站1100和用户设备1110可经由单信道来执行全双工无线通信。所述单信道可被理解为单频信道，全双工的方案对应于单个收发实体(基站或用户设备)不仅向对方实体发送信号，而且从对方实体接收信号的方案。因此，单信道–全双工无线通信在频率效率(频谱效率)方面与半双工方案相比更好，并且可降低多跳传输延迟。
图12是单信道的干扰的类型的概念图。
图12(a)示出收发实体的自干扰。基站将DL信号发送给用户设备，而用户设备将UL信号发送给基站。在这种情况下，由于发送和接收按照全双工方案同时执行，所以基站可接收由基站发送给用户设备的DL信号，该信号变为自干扰信号。类似地，用户设备将UL信号发送给基站。如果该UL信号被用户设备接收，则该UL信号充当自干扰信号。
图12(b)示出在基站与多个用户设备之间执行通信的情况下的自干扰。类似于图12(a)，基站和多个用户设备可同时发送/接收DL/UL信号。由于基站与属于该基站的覆盖范围的多个用户设备通信，而不是仅与单个用户设备通信，所以基站可接收比图12(a)所示的自干扰信号更多的自干扰信号。
此外，还可在与基站进行通信的多个用户设备之间产生干扰信号。当与基站通信的单个用户设备将UL信号发送给基站时，邻近的不同用户设备可接收到该UL信号，该UL信号可充当干扰信号。
图13是基站与用户设备之间的干扰的形式的示图。
如图13所示，单个基站可与多个用户设备通信。尽管由基站发送的DL信号被多个用户设备接收，基站也能够接收到发送给多个用户设备的DL信号。尽管用户设备能够将UL信号发送给基站，用户设备也能够接收到发送给基站的UL信号。并且，用户设备还可接收到由不同的用户设备发送给基站的UL信号。由于基站(NB)包括收发器，所以基站的发送机将信号发送给用户设备(UE)，基站的接收机可同时接收由UE发送的信号。由于UE也包括收发器，所以UE的发送机将信号发送给基站，而UE的接收机可同时接收由基站发送的信号。
图14是被配置为利用传统技术消除干扰信号的收发器的结构的示图。
如图14所示，消除干扰信号可分成数字消除区域和模拟消除区域。经由单个收发器实体的发送天线Tx发送的信号可再次被收发器的接收天线Rx接收。由于对旨在由对方收发器接收的原始期望的信号的接收而言，该信号可充当干扰信号，所以需要具有消除处理。尽管本发明说明了由对方收发器发送的数据信号作为期望的信号，但是所述期望的信号也可包括控制信号。所述期望的信号可不仅成为数据信号，而且可成为各种形式的信号。
接收到的期望的信号和干扰信号执行模拟干扰消除。如先前描述中所提及的，干扰消除方案分成数字干扰消除和模拟干扰消除。干扰信号主要经由模拟域中的消除块来消除，并且经消除的信号可通过经过LNA(低噪放大器)来降低接收机的总体噪声。经过LNA的信号通过经过ADC转换器而被转换成数字信号。
其次经由数字域的消除块从转换成数字信号的信号消除干扰信号，并且数字信号作为收发器的接收信号被输入。被消除干扰的数字信号通过经过DAC转换器而被再次转换成模拟信号，通过经过功率放大器而被放大，并且可用于在模拟域中消除干扰。
在上述干扰消除方案中，由于基站很难测量由UL信号引起的自干扰并且无法精确地测量自干扰信号，所以基站难以正确地消除自干扰信号。另外，基站可能还由于自干扰信号而难以测量上行链路同步信号。
就用户设备而言，由于多用户干扰可能由于与用户设备相邻的邻近用户设备所发送的UL信号而增加，所以自干扰信号和多用户干扰信号可使得用户设备难以获得下行链路同步信号和***信号。
因此，为了解决上述问题，本发明提出一种在干扰消除处理中在模拟域和数字域中更精确地执行干扰消除的方法。
实施方式1–消除自干扰信号
图15是根据本发明的干扰消除处理的示例的流程图。
首先，从收发器的发送天线估计信道[S1510]。由于收发器能够精确地知道由该收发器发送的信号(因为信号是该收发器发送的)，所以如果再次接收到由收发器发送的信号(自干扰)，则收发器能够知道信号的差异。收发器通过将估计的信道与由发送天线发送的信号组合来生成参考信号[S1520]，并且可将生成的参考信号转换成模拟信号[S1530]。
除了自干扰信号以外，收发器还可利用收发器的接收天线接收由对方收发器发送的数据信号。通过经过消除自干扰信号的处理，收发器可利用转换的参考信号从接收到的数据信号有效地消除自干扰信号[S1540]。
在这种情况下，可通过在数字域中执行信道估计和信号合成并且在模拟域中执行自干扰信号的消除来执行***的干扰消除处理。
图16是被配置为执行根据本发明的干扰消除处理的收发器的示例的示图。
如图16所示，干扰消除可分成数字域中的干扰消除、模拟域中的干扰消除以及EM(电磁)场域中的干扰消除。
EM场的发送天线Tx发送由收发器发送的信号，并且该信号可与由接收天线Rx接收的期望的信号一起被接收。为了从与自干扰信号组合的期望信号消除自干扰信号，收发器可执行一系列处理。如早前图10中提及的，所述一系列处理可主要分成4个步骤。需要注意执行各个步骤的域是对应于数字域还是模拟域。
为了清楚起见，首先说明数字域中的干扰消除。在数字域中，能够知道其中组合了期望信号和自干扰信号的接收信号。在这种情况下，收发器可经由接收信号来估计基站与用户设备之间的接收信号的信道。估计的信道用于标识接收信号的失真程度，而所述失真程度可通过测量接收信号的大小等来标识。在诸如MIMO等的多个天线的情况下，由于延迟，与单个路径相比，更难以精确地估计信道，所以只有当通过信道估计处理标识出期望信号的失真程度时才能够精确地接收期望信号。由于收发器知道由该收发器发送的信号，所以收发器能够知道接收信号当中的自干扰信号。作为消除自干扰信号的方法，收发器可获得期望的信号。
在完成信道估计之后，收发器可将估计的信道与将在发送天线中发送的发送信号组合以从接收信号获得期望的信号。换言之，生成失真的发送信号以消除自干扰信号，该失真的发送信号可被视为参考信号。收发器可根据各个发送天线将发送信号与从接收端的接收信号估计的信道彼此组合。
将通过将估计的信道与发送信号组合而生成的参考信号与由收发器接收到的接收信号进行比较或组合，以消除自干扰信号。在这种情况下，与接收信号的组合在数字域还是模拟域中执行可为重要条件。
首先，说明在模拟域中执行参考信号与接收信号之间的组合的情况。为了在模拟域中执行所述组合，应当将在数字域中生成的上述参考信号转换成模拟信号。因此，可利用DAC转换器将参考信号转换成模拟信号。
可利用被配置为消除自干扰信号的参考信号从接收信号获得期望的信号。尽管本发明将期望的信号说明为数据信号，但是期望的信号也可包括控制信号。需要注意的是，期望的信号对应于指示各种形式的信号的广义的数据信号。例如，参考信号可按照如下方式不同于接收信号：参考信号的相位与接收信号的相位相差180度。换言之，如果实现180度反相，则两个信号之差变为180度。因此，如果通过将参考信号与接收信号组合而生成信号，则该信号可变为原始期望的信号。
进一步说明组合上述两个信号的域。如果在模拟域中组合两个信号，则期望的信号对收发器造成的负担可减小。获得的期望的信号通过经过LNA(低噪放大器)而被输入为期望的信号，因为该期望的信号是在模拟域中获得的，与包括自干扰信号的接收信号相比，信号强度的范围是恒定的。如果包括自干扰信号，则由于信号强度的可变范围较大，信号以不稳定的强度经过LNA，可能对收发器造成负担。
经过LNA的期望的信号通过经过ADC转换器而被转换成数字信号，并且转换后的期望的信号被输入为收发器的最终接收信号。如果重复地执行该循环，则可避免自干扰信号与期望的信号(数据信号)之间的(符号)干扰，并且可致力于LNA的稳定性。
图17是被配置为执行根据本发明的干扰消除处理的收发器的不同示例的示图。
如图17所示，图16与图17之间的不同之处在于在数字域中执行所有处理。
类似于上述干扰消除处理，首先说明数字域中的干扰消除。在数字域中，能够知道其中组合了期望的信号和自干扰信号的接收信号。在这种情况下，收发器可经由接收信号估计基站与用户设备之间的接收信号的信道。估计的信道用于标识接收信号的失真程度，而所述失真程度可通过测量接收信号的大小等来标识。在诸如MIMO等的多个天线的情况下，由于延迟等，与单个路径相比，更难以精确地估计信道，所以只有当通过信道估计处理标识出期望的信号的失真程度时才能够精确地接收期望的信号。由于收发器知道由该收发器发送的信号，所以收发器能够知道接收信号当中的自干扰信号。作为消除自干扰信号的方法，收发器可获得期望的信号.
在完成信道估计之后，收发器可将估计的信道与将在发送天线中发送的发送信号组合以从接收信号获得期望的信号。换言之，生成失真的发送信号以消除自干扰信号，该失真发送信号可被视为参考信号。收发器可根据各个发送天线将发送信号与从接收端的接收信号估计的信道彼此组合。
参照图17，示出了即使在发送信号与估计的信道被组合之后，也在数字域中从由接收天线接收到的信号消除干扰信号的处理。由于信道估计、信号组合和干扰消除全部在数字域中执行，信号处理所造成的负担由于计算量减少等可减轻。
由于通过将发送天线将要发送的发送信号与估计的信道组合来生成参考信号，所以可通过比较(组合)参考信号和接收信号来消除自干扰信号。首先，有必要简要说明接收信号。在收发器的接收天线中接收到的接收信号不仅可包括期望的信号(数据信号)，而且可包括自干扰信号。与早前在图11中提及的接收信号不同，接收信号被输入到LNE以降低噪声，并且通过经过ADC转换器而被转换成数字信号。因此，转换的接收信号可继续包括自干扰信号。
能够通过比较或组合转换的接收信号和先前生成的参考信号来获得原本设计的期望的信号。例如，参考信号和接收信号可利用诸如波束成形等的各种方案来消除干扰信号。如果在数字域中消除自干扰信号，则就收发器而言，将信号转换到模拟域的负担可减轻，并且信号处理量也可减少。
实施方式2–自干扰测量和同步
与被配置为消除自干扰信号的收发器的上述结构不同，以下说明通过改变在基站与用户设备之间收发信号的方法来测量自干扰信号的方法。
图18是基站与用户设备之间的双工方法的示例的示图。
如图18所示，基站(NB)和用户设备(UE)可彼此收发信号。由NB发送给UE的信号被称为下行链路(DL)信号，并且由UE发送给NB的信号被称为上行链路(UL)信号。如先前描述中所提及的，如果由NB/UE发送的DL/UL信号再次被NB/UE接收到，则该信号被称为自干扰信号。如果由UE发送的UL信号被不同的UE接收到，则该信号被称为多用户(MU)干扰信号。
作为基站收发信号以测量自干扰信号的方法，基站可将DL信号发送给UE或者从UE接收UL信号。在这种情况下，DL信号传输的时间间隔和UL信号传输的时间间隔可包括专用发送时间间隔。在专用发送时间间隔中基站的信号发送时间间隔和UE的信号发送时间间隔彼此相区别。换言之，UE不在基站发送DL信号的时间间隔期间发送UL信号，并且基站不在UE发送UL信号的时间间隔期间发送DL信号。在专用发送时间间隔之后可再次应用全双工方案。此方案对应于将基站专用时间间隔和UE专用时间间隔二者分配给专用发送时间间隔的方法。通过使用该方案，更容易通过区分基站的发送时间和UE的发送时间来获得同步信息。
图19是根据本发明的一个实施方式的发送上行链路信号的用户设备的示图。
图20是根据本发明的一个实施方式的发送下行链路信号的基站的示图。
参照图18至图20，首先，用户设备将上行链路(UL)信号发送给基站。在这种情况下，基站接收UL信号而不向用户设备发送下行链路(DL)信号。向基站发送UL信号的用户设备可接收由该用户设备发送的信号(自干扰信号)。并且，由于专用发送间隔将基站发送信号的时间间隔与用户设备发送信号的时间间隔彼此相区别，所以多个用户设备可同时向基站发送UL信号。在这种情况下，用户设备可接收到不同用户设备(而非该用户设备)的UL信号(MU信号)。
相反，在基站的专用发送间隔中，仅基站可发送DL信号，并且用户设备可接收由基站发送的DL信号。基站还可接收由该基站发送的DL信号作为自干扰信号。
可通过将专用发送时间间隔分配给基站和用户设备来将半双工方案应用于全双工方案。换言之，参照图18至图20，在用户设备能够同时执行发送和接收的时间间隔中，基站仅执行接收。在基站能够同时执行发送和接收的时间间隔中，用户设备仅执行接收。因此，通过分配专用发送时间间隔，基站可测量由该基站发送的信号作为自干扰信号。类似地，通过分配专用发送时间间隔，用户设备可测量由该用户设备发送的信号作为自干扰信号。因此，基站和用户设备可通过再次接收(测量)由该基站/用户设备发送的信号来更有效地估计用户设备的信道状态。然而，存在无法解决的问题。尽管基站的专用发送时间间隔和用户设备的专用发送时间间隔彼此相区别，但是由于用户设备之间的专用发送时间间隔彼此没有区别开，所以难以测量多用户(MU)干扰信号。
图21和图22是基站与用户设备之间的双工方法的不同示例的示图。
如图21和图22所示，基站和用户设备可在专用发送时间间隔中具有基站专用发送时间间隔或用户设备专用发送时间间隔，而没有相应的专用发送时间间隔。然而，由于基站或用户设备在专用发送时间间隔中发送信号，所以自干扰信号的测量可更准确，并且还有益于获得同步信号。然而，应该考虑到，频率效率低于早前图13中提及的方案。
图23是根据本发明的一个实施方式的由基站与多个用户设备收发信号的处理的示图。
如图23所示，基站可与位于小区内的多个用户设备收发信号。由于基站与用户设备相比覆盖相对更宽的范围，所以基站可向多个用户设备发送下行链路信号，位于基站的小区内的多个用户设备可向负责该小区的基站发送上行链路信号。在这种情况下，如先前描述中所提及的，可发生自干扰信号和多用户(MU)干扰信号。因此，需要有一种方法来消除自干扰信号和多用户(MU)干扰信号。
图24是根据本发明的一个实施方式的基站与用户设备之间的双工方法的不同示例的示图。
如图24所示，能够知道存在基站的专用发送时间间隔和用户设备的专用发送时间间隔。在本发明中，为了清楚起见，假设存在一个基站(NB)和两个用户设备(UE1和UE2)。首先，能够知道基站采用始终能够发送和接收信号的全双工方案。因此，基站可在向用户设备发送下行链路信号的同时接收由用户设备发送的上行链路信号。
用户设备1(UE1)可被配置为不在基站发送下行链路信号的时间间隔2410期间发送信号。在基站专用发送时间间隔期间，UE1仅接收由基站发送的下行链路信号。
当基站的专用发送时间间隔2410过去时，可指派UE1的专用发送时间间隔2420。在此间隔期间，UE1可被配置为仅执行上行链路发送。具体地，UE1可被配置为不接收信号。在这种情况下，由于UE1不接收信号，所以UE1不会接收由UE1发送的上行链路信号作为自干扰信号。基站可在UE1的专用发送时间间隔中接收由UE1发送的上行链路信号，并且可在UE1的专用发送时间间隔中发送基站的下行链路信号。因此，就基站而言，由基站发送的下行链路信号可被该基站接收作为自干扰信号。由于与基站通信的不同用户设备(UE2)被配置为仅执行接收而不执行发送(由于这是UE1的专用发送时间间隔)，所以UE2可接收到基站的下行链路信号并且可接收到由UE 1发送的信号作为多用户(MU)干扰信号。
当UE1的专用发送时间间隔2410过去时，可指派UE2的专用发送时间间隔2430。在此间隔期间，UE2发送上行链路信号并且不接收信号。类似于UE1的上述专用发送间隔，由于UE2不接收信号，所以UE2不会接收到由UE2发送的上行链路信号作为自干扰信号。基站可在UE2的专用发送时间间隔中接收由UE2发送的上行链路信号并且可在UE2的专用发送送时间间隔中发送基站的下行链路信号。因此，就基站而言，由基站发送的下行链路信号可被该基站接收作为自干扰信号。由于与基站通信的不同用户设备(UE1)被配置为仅执行接收，而不执行发送(由于这是UE2的专用发送时间间隔)，所以UE1可接收基站的下行链路信号并且可接收由UE 2发送的信号作为多用户(MU)干扰信号。
如先前描述中所提及的，本发明的自干扰信号的消除和测量可通过独立地应用本发明的各种实施方式中描述的项目或者同时应用两个或更多个实施方式来实现。为了清晰起见，此次省略了关于重复内容的说明。
本发明的实施方式可利用各种手段来实现。例如，本发明的实施方式可利用硬件、固件、软件和/或其组合来实现。
在通过硬件的实现方式中，根据本发明的各个实施方式的方法可通过选自ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理装置)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等中的至少一个来实现。
在通过固件或软件的实现方式的情况下，根据本发明的各个实施方式的方法可通过执行上述功能或操作的模块、过程和/或函数来实现。软件代码被存储在存储器单元中，然后可由处理器驱动。存储器单元被设置在处理器内或之外，以通过公知的各种手段来与处理器交换数据。
尽管本文中参照其优选实施方式描述并示出了本发明，本领域技术人员将理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可对其进行各种修改。因此，本发明旨在涵盖落入所附权利要求书及其等同物的范围内的对本发明的修改和变化。
工业实用性
尽管在以上描述中集中于应用于无线通信***的形式说明了本发明，本发明可利用相同或等同的原理应用于基站与用户设备之间的各种移动通信***。

Claims (13)

1.一种在无线通信***中由基站发送和接收信号的方法，该方法包括：
在第一专用发送时间间隔期间接收从所述基站发送的下行链路信号，其中，在所述第一专用发送时间间隔中，用户设备仅执行接收，而所述基站执行发送和接收；
基于所接收的下行链路信号估计自干扰信道；
在所述第一专用发送时间间隔之后接收通过将所估计的自干扰信道和要从所述基站发送的信号组合而生成的参考信号作为自干扰信号并且接收来自所述用户设备的上行链路信号；以及
利用所述参考信号来从所述上行链路信号消除所述自干扰信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述用户设备被配置为在所述第一专用发送时间间隔之后同时发送和接收信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，该方法还包括：
在第二专用发送时间间隔期间接收所述上行链路信号，
其中，所述第二专用发送时间间隔被配置为当所述用户设备按全双工方案操作时，不发送所述下行链路信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第一专用发送时间间隔和所述第二专用发送时间间隔在时间资源区域上彼此区分开。
5.根据权利要求3所述的方法，其中，所述第二专用发送时间间隔被配置用于位于所述基站的小区中的用户设备中的每一个。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述上行链路信号和所述下行链路信号的发送是在相同的频带中执行的。
7.根据权利要求1所述的方法，其中，在从所述基站向所述用户设备发送所述下行链路信号时涉及的子帧包括物理广播信道PBCH、主同步信号/辅同步信号PSS/SSS、参考信号和数据信道信息中的至少一个。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，在从所述用户设备向所述基站发送所述上行链路信号时涉及的子帧包括物理随机接入信道PRACH、探测参考信号SRS、物理上行链路控制信道PUCCH和物理上行链路共享信道PUSCH信息中的至少一个。
9.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括：
基于所述下行链路信号或所述上行链路信号，获取下行链路同步信息。
10.一种在无线通信***中由基站发送和接收信号的方法，该方法包括：
在第一专用发送时间间隔期间接收从所述基站发送的下行链路信号，其中，在所述第一专用发送时间间隔中，多个用户设备仅执行接收，而所述基站执行发送和接收；
基于所接收的下行链路信号估计自干扰信道；
在所述第一专用发送时间间隔之后接收通过将所估计的自干扰信道和要从所述基站发送的信号组合而生成的参考信号作为自干扰信号并且接收来自所述多个用户设备的上行链路信号；以及
利用所述参考信号来从所述上行链路信号消除所述自干扰信号，
其中，当所述多个用户设备中的第一用户设备在针对所述第一用户设备的第二专用发送时间间隔中发送上行链路信号时，所述多个用户设备中的其它用户设备在针对所述第一用户设备的所述第二专用发送时间间隔中均不发送上行链路信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，由所述第一用户设备发送的所述上行链路信号被所述多个用户设备中的其它用户设备中的至少一个接收。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述基站在所述第二专用发送时间间隔中发送所述下行链路信号和接收所述上行链路信号。
13.一种在无线通信***中发送和接收信号的基站，该基站包括：
收发器；以及
处理器，
其中，所述处理器被配置为：
控制所述收发器在专用发送时间间隔期间接收从所述基站发送的下行链路信号，其中，在所述专用发送时间间隔中，用户设备仅执行接收，而所述基站执行发送和接收；
基于所接收的下行链路信号估计自干扰信道；
在所述专用发送时间间隔之后接收通过将所估计的自干扰信道和要从所述基站发送的信号组合而生成的参考信号作为自干扰信号并且接收来自所述用户设备的上行链路信号；以及
利用所述参考信号来从所述上行链路信号消除所述自干扰信号。
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