CN104811045A - 直流-直流开关变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流-直流开关变换器，变换器控制调节电路会在第一电压下降时，根据占空比的变化降低副边电路对应的第二电流，以降低副边电路的输出功率。其中，在第一电压下降时，变换器控制调节电路会根据占空比变化重新设置变换器输出负载的最大电流以降低负载电流，从而降低变换器输出功率，迫使原边电路的输入电流在输入电压下降的情况下不增大，保护了原边电路的开关管不因大电流而烧坏，有效提高了直流-直流开关变换器的使用寿命。

Description

直流-直流开关变换器

技术领域

本发明涉及变换器技术，尤其涉及一种直流-直流开关变换器。

背景技术

由于直流-直流(Direct Current-Direct Current，简称为：DC-DC)开关变换器正常工作的情况下，母线输入的电压会有正常电压和欠压，当母线输入的电压为正常电压时，DC-DC开关变换器正常工作，并且输出最大功率，当母线电压输入的电压为欠压时，会通过欠压保护电路进行保护，也即，当电压低到一定值时，断开母线，从而达到保护DC-DC开关变换器的作用，当DC-DC开关变换器工作在母线输入电压为正常电压和欠压之间时，就需要限制输出功率，因为如果不限制DC-DC开关变换器的输出功率，DC-DC开关变换器还是需要输出最大功率，将导致输入电流升高，长时间通过高电流将使功率开关器件发热量升高，比如：金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，简称为：MOSFET)或绝缘栅双极型晶体管((Insulated Gate Bipolar Transistor，简称为：IGBT)等，从而导致过温烧坏开关器件，导致DC-DC开关变换器损坏。

目前大多DC-DC开关变换器限功率由软件完成，单片机检测母线电压信号，如果母线电压满足限功率的条件单片机发出命令做出限功率操作。

但是单片机的检测信号容易受干扰导致软件误判，从而导致DC-DC开关变换器通过的电流依然为过高的电流，最终导致DC-DC开关变换器损坏。

发明内容

本发明实施例提供一种直流-直流开关变换器，以克服现有技术中，单片机检测的信号受到干扰而导致的直流-直流开关变换器中通过的电流过大的问题。

本发明第一方面提供一种直流-直流开关变换器，包括：

原边电路，用于将动力电池对应的第一电压输出至变换电路；

所述变换电路，用于根据预设降压比和占空比将所述第一电压降低至副边电路对应的第二电压，并将所述第二电压输出至所述副边电路，所述第二电压为所述直流-直流开关变换器的输出电压；

所述副边电路，用于将接收的所述第二电压输出至蓄电池负载，以使所述蓄电池负载充电，并将所述第二电压对应的第二电压采样信号以及所述蓄电池负载的充电电流对应的充电电流采样信号输出至变换器控制调节电路；

所述变换器控制调节电路，用于在所述第一电压下降时，根据接收的所述第二电压采样信号和所述充电电流采样信号降低所述原边电路对应的第一电流，以降低所述原边电路的输出功率。

结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述变换器控制调节电路，包括：

变换器控制芯片，

所述变换器控制芯片的电压反馈管脚用于接收所述第二电压采样信号，并根据所述第二电压信号的变化调节输出管脚的输出脉冲带宽技术PWM波的占空比。

结合第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述变换器控制调节电路，还包括：

电流采样传感器，所述电流采样传感器用于采样所述充电电流得到所述充电电流采样信号，将所述充电电流采样信号转换为第三电压，将所述第三电压通过运算放大器输出至所述变换器控制芯片的电流取样管脚。

结合第一方面的第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，所述变换器控制调节电路还包括：

运放电路和第一调节电路，

所述运放电路的同相输入端与电源电压连接，所述运放电路的反相输入端与所述电流采样器的输出端和所述运放电路的输出端连接，用于将所述第三电压进行负反馈，所述运放电路的输出端与所述变换器控制芯片的电流取样管脚连接，用于将所述第三电压的负反馈结果输出至所述变换器控制芯片的电流取样管脚。

所述第一调节电路的输入端连接变换器控制芯片的输出管脚，所述第一调节电路的输出端与所述运放电路同相输入端连接，用于调节所述运放电路的同相输入端的电压。

结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，所述运放电路包括：

运算放大器的输出端与所述变换器控制芯片的电流取样管脚连接，所述运算放大器的同相端分别与第一调节电路连接和电源电压连接，所述运算放大器的反相端分别与所述电流采样传感器的输出端和所述运算放大器的输出端连接。

结合第一方面的第四种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，所述运放电路包括：

所述运算放大器的同相端分别与第一电阻的一端和第二电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与电源电压连接，所述第二电阻的另一端接地；

所述运算放大器的反相端分别与第三电阻的一端和第四电阻的一端连接，所述第三电阻的另一端与电流传感器的输出端连接；

所述运算放大器的输出端分别与所述第四电阻的另一端和第五电阻的一端连接，所述第五电阻的另一端与变换器控制芯片的电流取样管脚连接，第六电阻的一端与所述第五电阻的另一端连接，所述第六电阻的另一端接地。

结合第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，所述第一调节电路包括：

二极管的阴极与所述变换器控制芯片的输出管脚连接，所述二极管的阳极与电容的一端、第七电阻的一端和第八电阻的一端连接，所述第七电阻的另一端与电源电压连接，所述第八电阻的另一端与所述第一电阻的一端和所述第二电阻的一端连接，所述电容的另一端接地。

结合第一方面、第一方面的第一至第六种可能实现方式中的任一种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，所述变换器控制芯片为UC3844芯片。

本发明中，原边电路将动力电池对应的第一电压输出至变换电路，变换电路根据预设降压比和占空比将第一电压降低至副边电路对应的第二电压，并将第二电压输出至副边电路，第二电压为直流-直流开关变换器的输出电压，然后副边电路将接收的第二电压输出至蓄电池负载，以使蓄电池负载充电，并将第二电压对应的第二电压采样信号以及蓄电池负载的充电电流对应的充电电流采样信号输出至变换器控制调节电路，最后变换器控制调节电路在第一电压下降时根据接收的第二电压采样信号和充电电流采样信号降低原边电路对应的第一电流，以降低原边电路的输出功率。其中，在第一电压下降时，变换器控制调节电路会根据采集到的信号迫使原边电路的输入电流降低，从而降低了直流-直流开关变换器中流经的电流，有效提高了直流-直流开关变换器的使用寿命。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1所示为本发明实施例提供的直流-直流开关变换器的结构示意图；

图2所示为UC3844芯片的示意图；

图3所示本发明另一实施例提供的DC-DC开关变换器的结构示意图；

图4所示为运放电路的具体结构示意图；

图5所示为第一调节电路的具体结构示意图；

图6所示为变换器控制调节电路的整体结构示意图；

图7所示为本发明另一实施例提供的DC-DC开关变换器的拓扑图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1所示为本发明实施例提供的直流-直流开关变换器的结构示意图，如图1所示，该直流-直流开关变换器包括：

原边电路101，用于将动力电池对应的第一电压输出至变换电路102；

变换电路102，用于根据预设降压比和占空比将第一电压降低至副边电路103对应的第二电压，并将第二电压输出至副边电路，第二电压为直流-直流(Direct Current-Direct Current，简称为：DC-DC)开关变换器的输出电压；

副边电路103，用于将接收的第二电压输出至蓄电池负载104，以使蓄电池负载104充电，并将第二电压对应的第二电压采样信号以及蓄电池负载104的充电电流对应的充电电流采样信号输出至变换器控制调节电路105；

变换器控制调节电路105，用于在第一电压下降时根据接收的第二电压采样信号和充电电流采样信号降低原边电路101对应的第一电流，以降低原边电路101的输出功率。

本发明实施例提供的直流-直流开关变换器，包括：原边电路将动力电池对应的第一电压输出至变换电路，变换电路根据预设降压比和占空比将第一电压降低至副边电路对应的第二电压，并将第二电压输出至副边电路，第二电压为直流-直流开关变换器的输出电压，然后副边电路将接收的第二电压输出至蓄电池负载，以使蓄电池负载充电，并将第二电压对应的第二电压采样信号以及蓄电池负载的充电电流对应的充电电流采样信号输出至变换器控制调节电路，最后变换器控制调节电路在第一电压下降时根据接收的第二电压采样信号和充电电流经过采样信号降低副边电路对应的第一电流，以降低原边电路的输出功率。其中，在第一电压下降时，变换器控制调节电路会根据占空比变化重新设置直流-直流开关变换器输出至蓄电池负载的最大电流以降低蓄电池负载对应的充电电流，从而降低直流-直流开关变换器的输出功率，从而迫使原边电路的输入电流在输入电压下降的情况下不增大，保护了原边电路中的开关管(MOSFET,IGBT等)不因大电流而烧坏，有效提高了直流-直流开关变换器的使用寿命。

进一步的，由于UC3844是一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有***电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。因此，为了实现变换器控制调节电路105降低第一电流的功能，优选的，变换器控制调节电路105中的变换器控制芯片选择UC3844芯片，图2所示为UC3844芯片的示意图。

UC3844的1管脚为补偿管脚COMP，该管脚为误差放大器输出，并可用于环路补偿。

UC3844的2管脚为电压反馈管脚Vfb，该管脚是误差放大器的反相输入端，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。

UC3844的3管脚为电流取样管脚Isense，一个正比于电感器电流的电压接至此输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通。

UC3844的4管脚为R_T/C_T管脚，通过将电阻R_T连接至UC3844的8管脚的参考输出Vref以及电容C_T连接至地，使振荡器频率和最大输出占空比可调。工作频率可达1MHZ。

UC3844的5管脚为接地管脚GND，该管脚是控制电路和电源的公共地。

UC3844的6管脚为输出管脚OUT，该输出直接驱动功率MOSFET的栅极，高达1A的峰值电流经此管脚拉和灌,输出开关频率为振荡器频率的一半。

UC3844的7管脚为电源电压管脚Vcc，该管脚是控制集成电路的正电源。

UC3844的8管脚为参考输出管脚Vref，它通过电阻R_T向电容C_T提供充电电流。

进一步的，图3所示本发明另一实施例提供的DC-DC开关变换器的结构示意图，如图3所示，对于上述的DC-DC开关变换器，UC3844芯片的电压反馈管脚用于接收第二电压采样信号，并根据第二电压的小信号变化调节输出管脚的输出脉冲宽度调制技术(Pulse Width Modulation，简称为：PWM)波的占空比。

进一步的，变换器控制调节电路105还包括：电流采样传感器，电流采样传感器用于采样充电电流得到充电电流采样信号，将充电电流采样信号转换为第三电压，将第三电压通过运算放大器输出至UC3844芯片的电流取样管脚。

进一步的，如图3所示，变换器控制调节电路还包括：

运放电路和第一调节电路，

运放电路的同相输入端与电源电压连接，运放电路的反相输入端与电流采样器的输出端和运放电路的输出端连接，用于将第三电压进行负反馈，运放电路的输出端与UC3844芯片的电流取样管脚连接，用于将第三电压的负反馈结果输出至UC3844芯片的电流取样管脚。

第一调节电路的输入端连接UC3844芯片的输出管脚，第一调节电路的输出端与运放电路同相输入端连接，用于调节运放电路的同相输入端的电压。

进一步的，运放电路包括：运算放大器的输出端与UC3844芯片的电流取样管脚连接，运算放大器的同相端分别与第一调节电路连接和电源电压连接，运算放大器的反相端分别与电流采样传感器的输出端和运算放大器的输出端连接。

具体的，图4所示为运放电路的具体结构示意图，如图4所示，运放电路包括：

第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、运算放大器，本实施例中的运算放大器采用LM358，

具体的连接关系为：运算放大器LM358的同相端分别与第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端连接，第一电阻R1的另一端与电源电压VCC连接，第二电阻R2的另一端接地GND；

运算放大器LM358的反相端分别与第三电阻R3的一端和第四电阻R4的一端连接连接，第三电阻R3的另一端与电流传感器的输出端Vi连接；

运算放大器LM358的输出端分别与第四电阻R4的另一端和第五电阻R5的一端连接，第五电阻R5的另一端与UC3844芯片的电流取样管脚连接，第六电阻R6的一端与第五电阻的另一端连接，第六电阻R6的另一端接地GND。

具体的，图5所示为第一调节电路的具体结构示意图，如图5所示，第一调节电路包括：

二极管D1、第七电阻R7、第八电阻R8、电容C1，

具体的连接关系为：二极管D1的阴极与UC3844芯片的输出管脚连接，二极管D1的阳极与电容C1的一端、第七电阻R7的一端和第八电阻R8的一端连接，第七电阻R7的另一端与电源电压VCC连接，第八电阻R8的另一端与第一电阻R1的一端和第二电阻R2的一端连接，电容C1的另一端接地GND。

其中，C1要求是高频特性好的薄膜电容，D1要求快恢复二极管。

进一步的，图6所示为变换器控制调节电路的整体结构示意图，如图6所示，

假设本发明提供的DC-DC开关变换器，母线输入电压范围200V-400V，正常工作电压为320V，低于200V母线欠压。当输入母线电压在200V-320V之间时，变换器控制调节电路会调节原边电路的输出电流，从而限制DC-DC开关变换器的输出功率。

假设DC-DC开关变换器为正激变换器，则正激变换器的输入电压与输出电压的关系式为：

V_out＝V_in×N×D

其中，V_in为母线输入电压，V_out为输出电压，N为变压器变比，D为PWM占空比。

本实施例中，正常工作母线输入为320V时，电流取样管脚电压为1V时的电流为开关变换器的峰值电流。根据上述公式可知，当输入母线输入电压200V-320V时，也即V_in减小，为保持输出电压V_out不变，将导致占空比变大。

采用TI公司电源管理芯片UC3844控制DC-DC开关变换器，对DC-DC开关变换器采用峰值电流算法控制。UC3844的电流采样管脚是限制变换器的输出峰值电流，输出管脚是输出一定频率幅值为VCC的占空比可调的PWM周期为T方波信号(频率大小由4脚配置)。UC3844芯片使用手册显示电流采样管脚的电压信号超过1V，输出电压管脚会封波，电流采样管脚的电压为IV时的电流为DC-DC开关变换器的峰值电流。

其中，V_CC为12V，V_i为电流传感器的电压信号且Vi随UC3844芯片的输出电流增大而线性减小。图6中A点电压为Va，B点电压为Vref。当UC3844输出为高电平(幅值为Vcc，时间为D*T)时，二极管D1反偏截止。

a点电压Va为：

$V_a=V_{c1}=\frac{V_{\mathrm{cc}}}{R_7+C_1}\×D\×T$

其中，V_a为a点电压，V_cc为电源电压，R₇为电阻R7的阻值，D为PWM占空比，T为PWM调整周期。

继续按照上述举例，当占空比变大，也即一个开关周期内输出管脚输出方波的占空比上升，图6中二极管D1截止时间升高，由上述公式可知A点电压Va上升。

B点电压V₊为：

$V_{+}=V_{\mathrm{cc}}\×\frac{\frac{R_2\×(R_7+R_8)}{R_2+R_7+R_8}}{R_1+\frac{R_2\×(R_7+R_8)}{R_2+R_7+R_8}}+V_a\×\frac{\frac{R_1\×R_2}{R_1+R_2}}{R_8+\frac{R_1\×R_2}{R_1+R_2}}$

其中，V₊为B点电压，V_cc为电源电压，R₁为电阻R1的阻值，R₂为电阻R2的阻值，R₇为电阻R7的阻值，R₈为电阻R8的阻值，V_a为a点电压。

继续按照上述举例，当A点电压Va上升时，按照上式，B点电压V₊升高。

UC3844的电流取样管脚电压V₃为：

$V_3=\frac{R_6}{R_5+R_6}[\frac{(R_4+R_3)\×V_{+}}{R_3}-\frac{R_4}{R_3}\×\mathrm{Vi}]$

其中，V₃为UC3844的电流取样管脚电压，R₃为电阻R3的阻值，R₄为电阻R4的阻值，R₅为电阻R5的阻值，R₆为电阻R6的阻值，Vi为电流采样器采样的蓄电池负载充电电流对应的电压，V₊为B点电压。

继续按照上述举例，为保持输出管脚不被封波，也即，得保持电流采样管脚的电压V₃小于等于1V，Vi随输出管脚的输出电流的减小而线性增大，因此B点电压V₊上升时，只有Vi上升才能保证V₃小于等于1V，这样相对于重置了负载输出最大电流，也即减小了输出电流。变换器输出的功率就会降低，由于MOSFET或IGBT中的电流不增大，从而起到了保护MOSFET或IGBT的作用。这样就从硬件电路上避免了现有技术中通过MOSFET或IGBT的电流过大的问题。

进一步的，图7所示为本发明另一实施例提供的DC-DC开关变换器的拓扑图，如图7所示，本实施例提供的为双管正激变换器电路拓扑图，

其中，双管正激变换器的主电路与现有技术中的双管正激变换器相同，其中，Uf为输入至变化器控制芯片2管脚的输出电压对应的电压采样信号，值得注意的是，在输出电感L前会输出蓄电池负载对应的充电电流采样信号，并将此信号输出至电流调节电路(电流调节电路包括上述实施例中的电流采样传感器、运放电路和第一调节电路)，经过电流调节电路对所述充电电流采样信号进行处理后输出至变化器控制芯片，还会将输出电压对应的电压采样信号输出至变化器控制芯片，变化器控制芯片根据接收电压采样信号调节占空比，根据占空比调整最大输出电流，由于根据占空比重新设置双管正激变换器输出至蓄电池负载的最大电流，从而降低蓄电池负载对应的充电电流，从而降低双管正激变换器的输出功率，进而迫使双管正激变换器的输入电流在输入电压降低的情况下不增大，保护了双管正激变换器中的VT1和VT2不因大电流而烧坏。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (8)

1.一种直流-直流开关变换器，其特征在于，包括：

原边电路，用于将动力电池对应的第一电压输出至变换电路；

所述变换电路，用于根据预设降压比和占空比将所述第一电压降低至副边电路对应的第二电压，并将所述第二电压输出至所述副边电路，所述第二电压为所述直流-直流开关变换器的输出电压；

所述副边电路，用于将接收的所述第二电压输出至蓄电池负载，以使所述蓄电池负载充电，并将所述第二电压对应的第二电压采样信号以及所述蓄电池负载的充电电流对应的充电电流采样信号输出至变换器控制调节电路；

所述变换器控制调节电路，用于在所述第一电压下降时，根据接收的所述第二电压采样信号和所述充电电流采样信号降低所述原边电路对应的第一电流，以降低所述原边电路的输出功率。

2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述变换器控制调节电路，包括：

变换器控制芯片，

所述变换器控制芯片的电压反馈管脚用于接收所述第二电压采样信号，并根据所述第二电压信号的变化调节输出管脚的输出脉冲带宽技术PWM波的占空比。

3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述变换器控制调节电路，还包括：

电流采样传感器，所述电流采样传感器用于采样所述充电电流得到所述充电电流采样信号，将所述充电电流采样信号转换为第三电压，将所述第三电压通过运算放大器输出至所述变换器控制芯片的电流取样管脚。

4.根据权利要求3所述的变换器，其特征在于，所述变换器控制调节电路还包括：

运放电路和第一调节电路，

所述运放电路的同相输入端与电源电压连接，所述运放电路的反相输入端与所述电流采样器的输出端和所述运放电路的输出端连接，用于将所述第三电压进行负反馈，所述运放电路的输出端与所述变换器控制芯片的电流取样管脚连接，用于将所述第三电压的负反馈结果输出至所述变换器控制芯片的电流取样管脚。

所述第一调节电路的输入端连接变换器控制芯片的输出管脚，所述第一调节电路的输出端与所述运放电路同相输入端连接，用于调节所述运放电路的同相输入端的电压。

5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述运放电路包括：

运算放大器的输出端与所述变换器控制芯片的电流取样管脚连接，所述运算放大器的同相端分别与第一调节电路连接和电源电压连接，所述运算放大器的反相端分别与所述电流采样传感器的输出端和所述运算放大器的输出端连接。

6.根据权利要求5所述的变换器，其特征在于，所述运放电路包括：

所述运算放大器的同相端分别与第一电阻的一端和第二电阻的一端连接，所述第一电阻的另一端与电源电压连接，所述第二电阻的另一端接地；

所述运算放大器的反相端分别与第三电阻的一端和第四电阻的一端连接，所述第三电阻的另一端与电流传感器的输出端连接；

所述运算放大器的输出端分别与所述第四电阻的另一端和第五电阻的一端连接，所述第五电阻的另一端与变换器控制芯片的电流取样管脚连接，第六电阻的一端与所述第五电阻的另一端连接，所述第六电阻的另一端接地。

7.根据权利要求6所述的交换器，其特征在于，所述第一调节电路包括：

二极管的阴极与所述变换器控制芯片的输出管脚连接，所述二极管的阳极与电容的一端、第七电阻的一端和第八电阻的一端连接，所述第七电阻的另一端与电源电压连接，所述第八电阻的另一端与所述第一电阻的一端和所述第二电阻的一端连接，所述电容的另一端接地。

8.根据权利要求1-7所述的变换器，其特征在于，所述变换器控制芯片为UC3844芯片。