CN104779792A - 车载充电器dc-dc***的控制电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种车载充电器DC-DC***的控制电路及控制方法，采用轻载比较器、线损补偿比较器以及峰值电流限制比较器，将三个比较器负向输入端连接DC-DC***内部误差放大器的输出信号，正向输入端连接正温度系数电流产生模块输出的正温度系数电流在串联的多晶硅电阻上形成的不同值的电压，输出端输出轻载高效模式、线损电压补偿和峰值电流限制的控制信号。本发明可实现对输出电流的监控，确定轻载高效、线损补偿和峰值电流限制阈值，并且阈值不随温度变化。电路功能原理简单，易于工艺实现，能够降低芯片成本，可靠性高，也可应用在其它需要此类功能的DC-DC***中。

Description

车载充电器DC-DC***的控制电路及控制方法

技术领域

本发明涉及一种应用到车载充电器DC-DC***中，通过内部产生的正温度系数基准电压与功率管金属寄生电阻的采样电压比较，实现对DC-DC***输出端的轻载高效率、线损电压补偿和峰值电流限制控制的技术，属于DC-DC变换器技术领域。

背景技术

随着便携式电子产品的蓬勃发展，DC-DC转换器在电子产品中得到了广泛的应用，市场前景非常广阔，对其性能的要求也就越来越高，例如输入输出电压范围、输出最大电流、电源转换效率、工作频率和电源体积等。

车载充电器是DC-DC较新的应用领域，此种DC-DC属于BUCK型电压转换器，具有高电压应用范围，且要求较高的轻载转换效率，另由于其输出端到被充电设备的电缆线较长，在大电流输出时会有较大的电压损耗，并且为保护被充电设备不被损坏，DC-DC的输出电流需要被限制。因此在车载充电器DC-DC设计中需要考虑其实际的应用环境。

图1是在车载充电应用环境中的同步整流BUCK型DC-DC示意图，其中QH1上管为主开关管，QL2下管为同步开关管，L1为储能电感，Rl为电感等效串联电阻，CL为滤波电容，Rc为电容等效串联电阻，Rcable为充电线缆电阻，VO1为DC-DC输出电压，VO2为实际负载端电压。

在每个周期开始，主开关管QH1首先导通为电感L1充电，电感L1电流上升，存储能量，在一定占空比后，主开关管QH1关断。而电感L1通过同步整流管QL2续流，并且电感电流下降，电感L1向输出端释放能量，这样完成一个周期输入到输出的能量转换。并且同时通过VFB的电压检测和RM的电流检测两条反馈环路对占空比进行控制，实现稳定的电压和电流输出。

在车载充电DC-DC应用中，需要着重考虑三种输出电流情况。一是在负载涓流充电阶段，DC-DC会输出恒流阶段1/10的电流，通常为300mA以下，为降低***功耗，需要加入轻载工作模式并确定***何时进入轻载模式。二是在恒流充电阶段，针对不同类型负载***可能会持续输出1A-3A的充电电流。而在图1中可以看到，在DC-DC输出端与实际负载之间存在约Rcable＝150mΩ的线电阻，若输出电流为2A，则这个电阻上的压降将会达到300mV，这样将会对被充电***安全造成影响，因此车载充电器DC-DC需要加入线电压损耗补偿功能。三是如果***输出误短接到地，则会导致电感大电流，因此需要加入峰值电流限制功能，以防止大电流导通损坏芯片。

发明内容

本发明针对车载充电器DC-DC***工作环境特点，提供一种实现对车载充电器DC-DC***轻载高效率、线损电压补偿和峰值电流限制功能的简单高效的控制电路及控制方法。本发明也可应用在其它需要此类功能的DC-DC***中，电路架构简单，工艺易于实现，降低开发成本，可靠性高。

本发明的技术方案如下：

一种车载充电器DC-DC***的控制电路，包括一个轻载比较器、一个线损补偿比较器、一个峰值电流限制比较器以及一个正温度系数电流产生模块，所述轻载比较器、线损补偿比较器以及峰值电流限制比较器的负向输入端连接所述车载充电器DC-DC***内部误差放大器的输出信号，正向输入端分别连接所述正温度系数电流产生模块输出的正温度系数电流在串联的多晶硅电阻上形成的不同值的电压，输出端分别输出轻载高效模式、线损电压补偿和峰值电流限制的控制信号。

一种车载充电器DC-DC***的控制方法，包括如下步骤：

(1)设置轻载比较器COMP1、线损补偿比较器COMP2和峰值电流限制比较器COMP3；将所述三个比较器的负向端均连接DC-DC***内部误差放大器的输出信号VC，正向端则分别连接一个正温度系数电流在多晶硅电阻上形成的不同值的正温电压VPEAK、VCABLE和VLIGHT；

(2)当负载电流降低，使得误差放大器的输出信号VC低于VLIGHT电压时，轻载比较器COMP1的输出信号L_EN翻转为高，关断DC-DC***内部时钟产生信号，DC-DC***的主开关管处于持续关断状态，负载电流完全由输出电容提供，DC-DC***的输出电压VO1下降，误差放大器的输出信号VC电压升高；当误差放大器的输出信号VC电压超过VLIGHT电压时，轻载比较器COMP1的输出信号L_EN翻转为低，重新使能时钟信号，DC-DC***的主开关管开启，电感电流上升，当采样电压VSENSE达到误差放大器的输出信号VC时，DC-DC***的PWM比较器控制主开关管关断，输出电容被充电，误差放大器的输出信号VC下降并低于VLIGHT后，进入轻载模式的下一个周期，如此往复，实现轻载高效率功能；

(3)当负载电流增大，使得误差放大器的输出信号VC超过VCABLE电压时，线损补偿比较器COMP2的输出信号C_EN翻转为低，参考电压VREF变化，DC-DC***的输出电压VO1随之变化，使实际负载端的输出电压VO2进入合理范围内，实现线电压损耗补偿功能；

(4)当负载电流继续增大，使得误差放大器的输出信号VC超过VPEAK电压时，峰值电流限制比较器COMP3的输出信号P_EN翻转为低，关断DC-DC***的主开关管输出，并同时与打嗝模块共同作用控制DC-DC***芯片进入打嗝模式，降低DC-DC***芯片平均输出电流，实现峰值电流限制功能。

本发明的有益技术效果是：

本发明通过内部产生一个正温度系数的电压与功率管金属电压采样比较，即可实现对输出电流的监控，确定轻载高效、线损补偿和峰值电流限制阈值，并且阈值不随温度变化。电路功能原理简单，易于工艺实现，能够降低芯片成本，可靠性高。

本发明的优点将在下面具体实施方式部分的描述中给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

图1是车载充电器DC-DC示意图。

图2是VC和VSENSE波形示意图。

图3是本发明的电路原理示意图。

图4是正温度系数电流产生模块示意图。

图5是轻载高效、线损补偿、峰值电流限制曲线示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。

如图1所示，电流检测放大器检测功率管通路上金属寄生电阻RM的压降并对其放大，电流检测放大器输出为放大后的电压信号VSENSE，此电压信号具有与金属电阻RM相同的温度系数约为3000ppm，此VSENSE信号会与内部误差放大器的输出信号VC通过PWM比较器进行比较，以控制输出占空比变化，每个周期当VSENSE达到VC时，将关断功率管，等待下一个时钟信号来时开启功率管，如此往复。图2曲线示出了VSENSE与VC信号的关系，这样每个周期VSENSE信号的峰值都会与VC相等，因此VC信号将与VSENSE的峰值具有相同的变化趋势，而VSENSE又是来自于对功率管电流的采样，因此VSENSE的峰值是与电感电流和负载电流对应成比例关系的。

这样通过VSENSE信号即可以反应输出电流的情况，不同的负载电流级别将对应着不同的VSENSE信号大小，也即VC电压幅度同样对应不同的输出电流大小，因此可以通过选择不同的VPTAT电压值与VC电压比较，实现对输出负载不同工作阶段的控制，并且由于两个比较信号具有近似的温度系数，因此本电路架构对输出电流的控制阈值具有接近于零的温度系数。

由于VC信号为线性变化，因此用VC代替VSENSE作为比较信号。图3中COMP1、COMP2和COMP3分别为轻载、线损补偿和峰值电流限制比较器，三个比较器的负向端均为VC，正向端则为一个PTAT电流在POLY电阻上形成的不同值的压降。图4所示为正温度系数电流产生模块，其中POLY电阻具有很小的温度系数，并且最后可以约掉，最终形成的正温电压VPEAK、VCABLE和VLIGHT与热电压VT具有相同的温度系数，温度系数约为3000ppm。

其中COMP1为轻载控制比较器，当负载电流低于一定值时，对应的误差放大器输出信号VC将会低于VLIGHT电压，COMP1的输出信号L_EN翻转为高，***将进入轻载模式，L_EN信号将会控制关断内部时钟产生信号，因为每个周期由时钟信号下降沿触发上功率管导通，因此时钟信号关断后，上管将处于持续关断状态，负载电流完全由输出电容提供，VO1将会下降，则VC电压会升高，当VC电压超过VLIGHT电压，L_EN翻转为低，重新使能时钟信号模块，功率管开启，电感电流上升，当VSENSE达到VC时，PWM比较器控制输出功率管关断，此时输出电容被充电，则VC将下降并在低于VLIGHT后，进入轻载模式的下一个周期，如此往复，这样就降低了***的工作频率，减小开关损耗。这样通过对VLIGHT电压值的设定，可以控制在负载电流为何值时进入轻载模式。

COMP2为线损补偿比较器，当负载电流超过一定值时，误差放大器的输出信号VC超过VCABLE电压，C_EN输出翻转为低，将控制VREF模块电压转换，并且所调整的比例可通过PAD修调。在本实施例中，VREF电压增加6％，这样VO1输出电压将由原来的5V变为5.3V，则在输出电流为2A时假设线缆电阻上的压降损耗为300mV，那么VO2的实际输出电压将刚好为5V，这样就补偿了线电压损耗，并且通常输出电压只要满足在一定范围即可，如4.8V-5.2V，因此即使线损补偿电压不能正好与损耗电压吻合，也完全可以将端电压补偿到合理范围内。

COMP3为峰值电流限制比较器，当负载电流很大时，误差放大器的输出信号VC将超过VPEAK电压，P_EN输出翻转为低，P_EN信号将会关断输出，并同时与HICCUP(打嗝)模块共同作用控制芯片进入打嗝模式，降低芯片平均输出电流，这样即实现了峰值电流限制功能。

下面通过公式量化说明上述原理，以线损补偿阈值计算为例，由电流检测放大器的推导，可以得到在电流峰值处有如下表达式：

其中IQH1为每个周期检测到的功率管的峰值电流，GCS为电流检测放大器和金属电阻RM结合推导得到的跨导，RP4和RP5为放大器内部电阻，V_DC为DC电压量，用于确定DC工作点(下面正温度系数电压中也含有相同的DC量)。

对于正温度系数电压VCABLE加上DC量后的表达式如下：

$V_{\mathrm{CABLE}}=\frac{{\mathrm{KV}}_T}{R_{P0}}*(R_{P1}+R_{P2})+V_{\mathrm{DC}}$

通过以上两式相等，可得到线损电压补偿电流阈值表达式为，用ICABLE表示IQH1：

$I_{\mathrm{CABLE}}=\frac{{\mathrm{KV}}_T}{R_{P0}}*(R_{P1}+R_{P2})*\frac{R_{P4}}{P_M*R_{P5}}=\frac{{\mathrm{KV}}_T}{R_M}*\frac{(R_{P1}+R_{P2})*R_{P4}}{R_{P0}*R_{P5}}=\frac{{\mathrm{KV}}_T}{R_M}*\frac{(K_1+K_2)*R_P*R_{P4}}{R_{P0}*R_{P5}}$

因此从上式可以看出，POLY电阻温度系数可以约掉，而热电压VT与金属电阻RM又具有近似相等的温度系数，因此得到ICALBE将具有近似为零的温度系数。并且可以看出，通过改变图3中的K1、K2和K3可以实现对输出电流不同值的检测，确定轻载高效率、线损补偿和峰值电流限制的阈值。

另外所得到的ICABLE只是电感的峰值电流，而并不是实际的负载电流值，根据BUCK型DC-DC的工作原理，负载电流为电感电流的平均值，因此可以得出实际的负载电流为：

其中在变换器稳定工作时，输入电压VIN、输出电压VO、上管导通时间TON和电感值L均为已知量，因此ILOAD完全可以通过ICABLE确定。

综上所述，通过设定内部电阻值，选取合适的VCABLE电压，即可相应的得到在负载ILOAD为何值时，对输出电压加入线损补偿量。同样对于轻载高效率和峰值电流限制工作模式，也可以得到类似的结果，因此这里不做重复推导。

如图5所示，三条曲线分别为负载电流、电感电流和输出电压。可知随着负载电流升高，电感电流也会跟随变化，首先在负载电流低于300mA时，轻载比较器工作，电感电流呈现断续工作模式(DCM)，即此时芯片工作在轻载模式阶段，开关频率降低，减小***功耗；当负载电流达到1A时，内部线损补偿比较器翻转，将VREF电压增加6％，即输出电压由5V增加到5.3V，实现线损补偿功能；负载电流继续增加，其超过5A时，将会控制输出功率管关断，电感电流和输出电压均会降为接近零值，芯片最终进入打嗝保护模式。

以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的基本构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种车载充电器DC-DC***的控制电路，其特征在于，包括一个轻载比较器、一个线损补偿比较器、一个峰值电流限制比较器以及一个正温度系数电流产生模块，所述轻载比较器、线损补偿比较器以及峰值电流限制比较器的负向输入端连接所述车载充电器DC-DC***内部误差放大器的输出信号，正向输入端分别连接所述正温度系数电流产生模块输出的正温度系数电流在串联的多晶硅电阻上形成的不同值的电压，输出端分别输出轻载高效模式、线损电压补偿和峰值电流限制的控制信号。

2.一种车载充电器DC-DC***的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)设置轻载比较器COMP1、线损补偿比较器COMP2和峰值电流限制比较器COMP3；将所述三个比较器的负向端均连接DC-DC***内部误差放大器的输出信号VC，正向端则分别连接一个正温度系数电流在多晶硅电阻上形成的不同值的正温电压VPEAK、VCABLE和VLIGHT；

(2)当负载电流降低，使得误差放大器的输出信号VC低于VLIGHT电压时，轻载比较器COMP1的输出信号L_EN翻转为高，关断DC-DC***内部时钟产生信号，DC-DC***的主开关管处于持续关断状态，负载电流完全由输出电容提供，DC-DC***的输出电压VO1下降，误差放大器的输出信号VC电压升高；当误差放大器的输出信号VC电压超过VLIGHT电压时，轻载比较器COMP1的输出信号L_EN翻转为低，重新使能时钟信号，DC-DC***的主开关管开启，电感电流上升，当采样电压VSENSE达到误差放大器的输出信号VC时，DC-DC***的PWM比较器控制主开关管关断，输出电容被充电，误差放大器的输出信号VC下降并低于VLIGHT后，进入轻载模式的下一个周期，如此往复，实现轻载高效率功能；

(3)当负载电流增大，使得误差放大器的输出信号VC超过VCABLE电压时，线损补偿比较器COMP2的输出信号C_EN翻转为低，参考电压VREF变化，DC-DC***的输出电压VO1随之变化，使实际负载端的输出电压VO2进入合理范围内，实现线电压损耗补偿功能；

(4)当负载电流继续增大，使得误差放大器的输出信号VC超过VPEAK电压时，峰值电流限制比较器COMP3的输出信号P_EN翻转为低，关断DC-DC***的主开关管输出，并同时与打嗝模块共同作用控制DC-DC***芯片进入打嗝模式，降低DC-DC***芯片平均输出电流，实现峰值电流限制功能。