CN104767455A - 一种混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法，利用滑膜观测器估计混合励磁同步电机的转速和初始位置，总体控制思想基于直接转矩控制方法。根据转速判断电机运行区域，电机运行于低速区，采用i_d＝0控制，当负载转矩小于等于额定转矩时，无需增磁控制；当负载转矩大于额定转矩时，进行增磁控制。电机运行于高速区，采用弱磁控制，首先保持i_d＝0，利用励磁电流i_f进行弱磁；当励磁电流i_f达到额定值时，采用d轴电流i_d进行弱磁。混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制减小了成本的同时，提高了驱动***的可靠性和转矩快速响应能力。

Description

一种混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法

技术领域

本发明属于电气传动技术领域，涉及一种无位置传感器直接转矩策略，特别是涉及一种混合励磁同步电机控制方法。

背景技术

混合励磁同步电机是在永磁同步与电励磁同步电机的基础上发展起来的一种宽调速电机，其主要目的是为了解决永磁同步电机气隙磁场难以调节的问题。混合励磁同步电机具有两种励磁源，一种是永磁体，另一种是电励磁，永磁体产生的磁势为主磁势，励磁绕组产生的磁势为辅磁势。这种电机结合了永磁同步与电励磁同步电机的优点，两种励磁源在电机气隙中相互作用产生主磁通，当电励磁线圈通入正向的励磁电流时，产生正向电磁转矩而增大了电机转矩；反之，当电励磁线圈通入反向励磁电流时，则产生反向磁场削弱气隙磁场达到弱磁升速的目的，从而拓宽了电机的调速范围。

目前，国内外对于混合励磁同步电机控制方法及驱动***研究较少，基本围绕矢量控制，且为有传感器控制，基于矢量控制可以归为三类，一类是i_d＝0策略，另一类为弱磁策略，最后一种为效率最优策略。上述控制策略的优点连续控制，比较平滑；缺点是转矩动态响应不够快，需旋转坐标变换，较复杂。由于存在传感器，所以控制***价格较高，且容易出现故障，可靠性较低。

发明内容

技术问题：本发明提供一种转矩动态响应更为快速，***可靠性高，成本低的无位置传感器直接转矩控制方法。

技术方案：本发明的混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法，包括以下步骤：

(1)三个霍尔电流传感器和两个电压传感器分别从电机主电路采集相电流i_a、i_b和励磁电流i_f，母线电压U_DC和励磁电压U_f，将采集到的信号经电压跟随、滤波、偏置及过压保护信号调理后送入控制器；

(2)将送入控制器的相电流i_a、i_b进行A/D转换，经过三相坐标系到两相静止坐标系的3/2变换得到两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β；利用送入控制器的U_DC和开关状态S_a、S_b、S_c，根据下式确定两相静止坐标系下的α轴电压u_α和β轴电压u_β：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{DC}}}{3}\left[\begin{array}{ccc}2& -1& -1\\ 0& \sqrt{3}& -\sqrt{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\\ S_b\\ S_c\end{array}\right]$

其中，S_a、S_b、S_c分别为逆变器三相桥臂a、b、c上下开关管的开关状态，上桥臂导通时值为1，下桥臂导通时，值为0；

(3)利用步骤(2)得到的i_α、i_β、u_α、u_β，根据以下各公式分别计算实际电磁转矩估计值T_e、实际定子磁链估计值ψ_s、定子磁链工作扇区估计值θ_i：

${\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{(\∫(u_{\mathrm{\α}}-R_s{i}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt})}^2+{(\∫(u_{\mathrm{\β}}-R_s{i}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt})}^2}$

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})$

${\mathrm{\θ}}_i=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}\right)$

其中，ψ_α和ψ_β分别为两相静止坐标系下的定子α轴磁链和β轴磁链，R_s为电枢绕组电阻，p为电机极对数；

根据以下各公式分别计算实际转速估计值n和转子位置角估计值θ_e：

${\mathrm{\θ}}_e=\arctan \left(\frac{e_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\β}}}\right)=\arctan \left(\frac{\left(K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}\right)\right)}{\left(K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}\right)\right)}\right)$

$n=\frac{30}{\mathrm{p\π}}{\mathrm{\ω}}_e=\frac{30}{\mathrm{p\π}}\frac{d{\mathrm{\θ}}_e}{\mathrm{dt}}=\frac{30}{\mathrm{p\π}}\frac{d\arctan \left(\frac{e_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\β}}}\right)}{\mathrm{dt}}$

其中，K₁是固定的观测增益，为定子α轴观测误差电流，为定子β轴观测误差电流，分别为α轴与β轴观测电流，sign()为符号函数，e_α、e_β分别为α轴与β轴反电势，ω_e为电角速度；

(4)用给定转速n_ref减去步骤3)估测到的转速n，将得到的转速偏差Δn输入速度调节器后得到电磁转矩参考值T_eref，将所述电磁转矩参考值T_eref和估计转速n送入电流分配器，判断实际转速是否小于额定转速，如是，则电机运行于低速区，进入步骤5)，否则，电机运行于高速区，进入步骤6)；

(5)判断负载转矩是否满足T_L≤T_N，确定定子磁链参考值ψ_sref和电磁转矩参考值T_eref后进入步骤(7)，其中T_L为负载转矩、T_N为额定转矩，具体如下；

当T_L≤T_N时，无需增磁控制，i_f＝0，采用i_d＝0控制，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{qref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}}{3p{\mathrm{\ψ}}_m}\\ i_{\mathrm{fref}}=0\end{array}\right.$

进而得到定子磁链参考值为

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_m^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}}{3p{\mathrm{\ψ}}_m}\right)}^2}$

当T_L>T_N时，q轴电流已达到额定值，需进行增磁控制，因此i_q＝i_qN，采用d轴电流i_d＝0控制，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}-3p{\mathrm{\ψ}}_m{i}_{\mathrm{qN}}}{3p{M}_f{i}_{\mathrm{qN}}}\\ i_{\mathrm{qref}}=i_{\mathrm{qN}}\end{array}\right.$

进而得到定子磁链参考值为：

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_m+{\left(\frac{2T_{\mathrm{eref}}-3p{\mathrm{\ψ}}_m{i}_{\mathrm{qN}}}{3p{i}_{\mathrm{qN}}}\right)}^2+{\left(L_q{i}_{\mathrm{qN}}\right)}^2}$

其中，i_dref、i_qref分别为d轴与q轴电流参考值，i_qN为q轴电流的额定值；i_fref为励磁电流参考值；L_d、L_q分别为d轴与q轴电感，M_f为电枢与励磁绕组之间的互感；ψ_m为永磁体磁链；ψ_d、ψ_q分别d轴、q轴磁链；T_eref为电磁转矩，ψ_s为定子磁链，ψ_sref为定子磁链参考值；

(6)首先判断转速是否小于弱磁基速n_flux，如是，则保持d轴电流i_d＝0，采用励磁电流i_f弱磁，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}{\mathrm{\ω}}_e}{3p{\mathrm{\ψ}}_m{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}\\ i_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_m}{M_f}(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1)\end{array}\right.$

定子磁链参考值

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_m\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}\right)}^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}{\mathrm{\ω}}_e}{3p{\mathrm{\ψ}}_m{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}\right)}^2}$

如给定转速达到弱磁基速n_flux，励磁电流i_f达到额定值，继续采用d轴电流i_d弱磁，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}}{3p\{{\mathrm{\ψ}}_m+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]-M_f{I}_{\mathrm{fN}}\}}\\ i_{\mathrm{fref}}=-I_{\mathrm{fN}}\\ i_{\mathrm{dref}}=\frac{1}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]\end{array}\right.$

定子磁链参考值

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_m\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}\right)}^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}}{3p\{{\mathrm{\ψ}}_m+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]-M_f{I}_{\mathrm{fN}}\}}\right)}^2}$

其中，I_fN为励磁电流额定值，ω_eN为额定电角速度；

(7)用所述定子磁链参考值ψ_sref减去步骤(3)中得到的实际定子磁链估计值ψ_s得到定子磁链偏差Δψ_s，用电磁转矩参考值T_eref减去步骤(3)中的实际电磁转矩估计值T_e得到电磁转矩偏差ΔT_e，然后将Δψ_s送入滞环比较器得到转矩控制信号τ，将ΔT_e送入滞环比较器得到磁链控制信号φ，三个控制信号τ、φ、θ经过开关表选取开关状态，驱动主功率变换器；

同时将步骤(1)中采集的励磁电流i_f，经信号调理与A/D转换后，与步骤(5)或(6)得到的励磁电流参考值i_fref一起送入直流励磁脉冲宽度调制模块，运算输出4路脉冲宽度调制信号来驱动励磁功率变换器。

本发明方法的一种优选方案中，步骤7)中的直流励磁脉冲宽度调制模块为空间矢量脉冲宽度调制模块。

有益效果：现有混合励磁同步电机控制方法大多数基于矢量控制，控制方法虽然简单方便，但转矩响应较慢，且绝大多数采用有位置传感器策略。因此，此类控制方法使得控制***可靠性较低的同时，价格也相对较高。本发明通过步骤3)至步骤6)的无位置直接转矩控制方法，使得混合励磁同步电机运行在整个运行区域，都具有较高可靠性和转矩动态响应。所以本发明相对现有控制方法具有以下优点：

(1)该方法采用了直接转矩控制，使转矩动态响应更为快速；

(2)相对于有位置传感器控制，本发明采用了无位置传感器控制，提高了***可靠性，并极大地缩减了成本；

(3)相对于矢量控制，该控制方法使得混合励磁电机在电动汽车中获得了广泛的应用前景。

附图说明

图1是本发明方法的逻辑流程框图；

图2是本发明方法的***框图；

图3是实现本发明方法的结构框图；

图4是无位置转速与位置角判断图。

具体实施方式

下面结合实施例和说明书附图对本发明作进一步的说明。

图2为实现本发明混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法的***框图，该控制***由交流电源、整流器、稳压电容、DSP控制器、主功率变换器、辅功率变换器、电流和电压传感器、混合励磁同步电机等组成。

交流电源给整个***供电，经过整流器整流后，滤波、稳压，送给主、辅功率变换器，霍尔电压传感器采集母线电压，调理后送入控制器。主、辅功率变换器的输出端接混合励磁同步电机，霍尔电流互感器采集相电流和励磁电流，调理后送入控制器，处理后送入控制器计算转子位置角与转速。控制器输出10路PWM信号分别驱动主、励磁功率变换器。

本发明的混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法如图3所示，具体包括以下步骤：

(1)三个霍尔电流传感器和两个电压传感器分别从电机主电路采集相电流i_a、i_b和励磁电流i_f，母线电压U_DC和励磁电压U_f，将采集到的信号经电压跟随、滤波、偏置及过压保护等信号调理后送入控制器。

(2)将送入控制器的相电流i_a、i_b进行A/D转换，经过三相坐标系到两相静止坐标系的3/2变换得到两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β；利用送入控制器的U_DC和开关状态S_a、S_b、S_c，根据下式确定两相静止坐标系下的α轴电压u_α和β轴电压u_β：如下式所示。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{DC}}}{3}\left[\begin{array}{ccc}2& -1& -1\\ 0& \sqrt{3}& -\sqrt{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\\ S_b\\ S_c\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，S_a、S_b、S_c分别为逆变器三相桥臂a、b、c上下开关管的开关状态，上桥臂导通时值为1，下桥臂导通时，值为0；(3)利用步骤2)得到的i_α、i_β、u_α、u_β估计实际转速n、实际转矩T_e、实际定子磁链ψ_s、转子位置θ_e和扇区θ_i，具体如下

混合励磁同步电机在αβ坐标系下的电压方程为

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{R}_s+\mathrm{DL}& -{\mathrm{\ω}}_{e}L& D{M}_f\\ {\mathrm{\ω}}_{e}L& R_s+\mathrm{DL}& {\mathrm{\ω}}_e{M}_f\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\\ i_f\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_m\end{array}\right]---\left(2\right)$

磁链方程

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(u_{\mathrm{\α}}-R_s{i}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(u_{\mathrm{\β}}-R_s{i}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}\end{array}\right.---\left(3\right)$

定子磁链

${\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}^2+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}^2}---\left(4\right)$

将式(4)带入式(3)可得

${\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{(\∫(u_{\mathrm{\α}}-R_s{i}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt})}^2+{(\∫(u_{\mathrm{\β}}-R_s{i}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt})}^2}---\left(5\right)$

转矩方程

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})---\left(6\right)$

${\mathrm{\θ}}_i=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}\right)---\left(7\right)$

利用式(5)可估计出实际定子磁链，利用式(6)可估计出实际电磁转矩，利用式(7)可以估计出工作扇区。

其中，ψ_α和ψ_β分别为两相静止坐标系下的定子α轴磁链和β轴磁链，R_s为电枢绕组电阻，T_e为电磁转矩，i_f为励磁绕组电流，ω_e为电角速度，M_f为电枢与励磁绕组之间的互感，ψ_m为永磁体磁链。

设计滑膜观测器估计转速n和转子位置角θ_e，如图4所示，具体如下：

建立滑膜观测器数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d{\hat{i}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_s}{L_{\mathrm{\α}}}{\hat{i}}_{\mathrm{\α}}+\frac{u_{\mathrm{\α}}}{L_d}-\frac{K_1}{L_d}\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}\right)\\ \frac{d{\hat{i}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_s}{L}{\hat{i}}_{\mathrm{\β}}+\frac{u_{\mathrm{\β}}}{L}-\frac{K_1}{L}\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中，K₁是固定的观测增益，分别为α轴与β轴观测电流， 观测误差电流，sign()为符号函数。

用式(8)减去式(2)可得

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_s}{L_d}{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}+\frac{e_{\mathrm{\α}}}{L_d}-\frac{K_1}{L_d}\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}\right)\\ \frac{d{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{R_s}{L_d}{\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}+\frac{e_{\mathrm{\β}}}{L_d}-\frac{K_1}{L_d}\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}\right)\end{array}\right.---\left(9\right)$

当滑膜观测器稳定时，可得

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}=K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}\right)\\ e_{\mathrm{\β}}=K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中，e_α、e_β分别为α轴与β轴反电势。

利用低通滤波器从式(10)的开关量中提取连续等效信号从而可得

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}=\left(K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}\right)\right)\\ e_{\mathrm{\β}}=\left(K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}\right)\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

由此可得转子位置角θ_e的估计值为

${\mathrm{\θ}}_e=\arctan \left(\frac{e_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\β}}}\right)=\arctan \left(\frac{\left(K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\α}}\right)\right)}{\left(K_1\mathrm{sign}\left({\stackrel{\‾}{i}}_{\mathrm{\β}}\right)\right)}\right)---\left(12\right)$

从而可得转速估计值n为

$n=\frac{30}{\mathrm{p\π}}{\mathrm{\ω}}_e=\frac{30}{\mathrm{p\π}}\frac{d{\mathrm{\θ}}_e}{\mathrm{dt}}=\frac{30}{\mathrm{p\π}}\frac{d\arctan \left(\frac{e_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\β}}}\right)}{\mathrm{dt}}---\left(13\right)$

其中，p为电机极对数。

(4)用给定转速n^*减去步骤3)估测到的转速n，将得到的转速偏差Δn输入速度调节器后得到转矩参考值将转矩参考值和估计转速n送入电流分配器，判断实际转速是否小于额定转速，如是，电机运行于低速区，进入步骤5)，否则，进入步骤6)。

(5)下面分析低速区混合励磁同步电机控制策略，具体如下；

在d-q坐标系中，混合励磁同步电机的数学模型如式(14)到式(16)所示磁链方程：

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_d\\ {\mathrm{\ψ}}_q\\ {\mathrm{\ψ}}_f\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}_d& 0& M_f\\ 0& L_q& 0\\ 3/2M_f& 0& L_f\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ i_f\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_m\\ 0\\ 0\end{array}\right]---\left(14\right)$

电压方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=R_s{i}_d+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_d}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_q\\ u_q=R_s{i}_q+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_q}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{\ψ}}_d\\ u_f=R_f{i}_f+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_f}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(15\right)$

转矩方程：

$T_e=\frac{3}{2}p{i}_q[{\mathrm{\ψ}}_m+i_d(L_d-L_q)+M_f{i}_f]---\left(16\right)$

其中，i_d、i_q分别为d轴与q轴电流；L_d、L_q分别为d轴与q轴电感；u_d、u_q分别为d轴与q轴的电压，u_f为励磁绕组电压；R_f为励磁绕组电阻；ψ_d、ψ_q、ψ_f分别d轴、q轴与励磁绕组磁链。

当T_L≤T_N时，无需增磁控制，所以i_f＝0，采用i_d＝0控制，结合式(16)可得如下电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{qref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}}{3p{\mathrm{\ψ}}_m}\\ i_{\mathrm{fref}}=0\end{array}\right.---\left(17\right)$

定子磁链参考值为

$\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_d^2+{\mathrm{\ψ}}_q^2}\\ =\sqrt{{({\mathrm{\ψ}}_m+M_f{i}_{\mathrm{fref}}+L_d{i}_{\mathrm{dref}})}^2+{\left(L_q{i}_{\mathrm{qref}}\right)}^2}\end{array}---\left(18\right)$

将式(17)带入式(18)可得

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_m^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}}{3p{\mathrm{\ψ}}_m}\right)}^2}---\left(19\right)$

当T_L＞T_N时，q轴电流已达到额定值，需进行增磁控制，因此i_q＝i_qN，采用i_d＝0控制，结合式(16)可得如下电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}-3p{\mathrm{\ψ}}_m{i}_{\mathrm{qN}}}{3p{M}_f{i}_{\mathrm{qN}}}\\ i_{\mathrm{qref}}=i_{\mathrm{qN}}\end{array}\right.---\left(20\right)$

将式(20)带入式(18)可得

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{(\mathrm{\ψ}}_m+\frac{2T_{\mathrm{eref}}-3p{\mathrm{\ψ}}_m{i}_{\mathrm{qN}}}{3p{i}_{\mathrm{qN}}}{{)}^2+\left(L_q{i}_{\mathrm{qN}}\right)}^2}---\left(21\right)$

其中，i_dref、i_qref分别为d轴与q轴电流参考值，i_qN为q轴电流的额定值；i_fref为励磁电流参考值；T_eref为电磁转矩参考值，ψ_s为定子磁链，ψ_sref为定子磁链参考值。

经过步骤5)的运算后，直接进入步骤7)进行控制。

(6)当混合励磁电机进入高速区后，反电势基值为

E_base＝ω_eNψ_m   (22)

q轴反电势为

E_q＝ω_e(ψ_m+L_di_d+M_fi_f)   (23)

令式(22)等于式(23)，可得

$(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m=(L_d{i}_d+M_f{i}_f)---\left(24\right)$

首先判断转速是否小于弱磁基速n_flux，如是，则保持d轴电流i_d＝0，采用励磁电流i_f弱磁，可得如下电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}{\mathrm{\ω}}_e}{3p{\mathrm{\ψ}}_m{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}\\ i_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_m}{M_f}(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1)\end{array}\right.---\left(25\right)$

将式(25)带入式(18)可得

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_m\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}\right)}^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}{\mathrm{\ω}}_e}{3p{\mathrm{\ψ}}_m{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}\right)}^2}---\left(26\right)$

如转速达到弱磁基速n_flux，励磁电流达到额定值，得到如下结果：

$n_{\mathrm{flux}}=\frac{60U_{\mathrm{dc}}}{2\sqrt{3}\mathrm{\πp}\sqrt{{({\mathrm{\ψ}}_m-M_f{I}_{\mathrm{fN}})}^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}}{3p({\mathrm{\ψ}}_m-M_f{I}_{\mathrm{fN}})}\right)}^2}}---\left(27\right)$

继续采用d轴电流i_d弱磁，于是可得如下电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qref}}=\frac{2T_{\mathrm{eref}}}{3p\{{\mathrm{\ψ}}_m+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]-M_f{I}_{\mathrm{fN}}\}}\\ i_{\mathrm{fref}}=-I_{\mathrm{fN}}\\ i_{\mathrm{dref}}=\frac{1}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]\end{array}\right.---\left(28\right)$

将式(27)带入式(18)可得

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_m\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}\right)}^2+{\left(\frac{2L_q{T}_{\mathrm{eref}}}{3p\{{\mathrm{\ψ}}_m+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]-M_f{I}_{\mathrm{fN}}\}}\right)}^2}---\left(29\right)$

其中，I_fN为励磁电流额定值，ω_eN为额定电角速度，E_base为反电势基值，E_q为q轴反电势。

经过步骤6)运算后，直接进入步骤7)进行控制。

(7)用所述定子磁链参考值ψ_sref减去步骤(3)中的定子磁链估计值ψ_s得到定子磁链偏差Δψ_s，用电磁转矩参考值T_eref减去步骤(3)中的电磁转矩估计值T_e得到电磁转矩偏差ΔT_e，然后将Δψ_s送入滞环比较器得到转矩控制信号τ，将ΔT_e送入滞环比较器得到磁链控制信号φ。三个控制信号τ、φ、θ经过表1所示的开关表选取选取适当开关状态，驱动主功率变换器；

表1逆变器开关表

同时将步骤(1)中采集的励磁电流i_f，经信号调理与A/D转换后和步骤(5)和(6)得到的励磁电流参考值i_fref一起送入直流励磁脉宽调制模块，运算输出4路脉冲宽度调制信号来驱动励磁功率变换器。

上述实施例仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和等同替换，这些对本发明权利要求进行改进和等同替换后的技术方案，均落入本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

(1)三个霍尔电流传感器和两个电压传感器分别从电机主电路采集相电流i_a、i_b和励磁电流i_f，母线电压U_DC和励磁电压U_f，将采集到的信号经电压跟随、滤波、偏置及过压保护信号调理后送入控制器；

(2)将送入控制器的相电流i_a、i_b进行A/D转换，经过三相坐标系到两相静止坐标系的3/2变换得到两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β；利用送入控制器的U_DC和开关状态S_a、S_b、S_c，根据下式确定两相静止坐标系下的α轴电压u_α和β轴电压u_β：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{U_{\mathrm{DC}}}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1& -1\\ 0& \sqrt{3}& -\sqrt{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_a\\ S_b\\ S_c\end{array}\right]$

其中，S_a、S_b、S_c分别为逆变器三相桥臂a、b、c上下开关管的开关状态，上桥臂导通时值为1，下桥臂导通时，值为0；

(3)利用步骤(2)得到的i_α、i_β、u_α、u_β，根据以下各公式分别计算实际电磁转矩估计值T_e、实际定子磁链估计值ψ_s、定子磁链工作扇区估计值θ_i：

${\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{(\∫(u_{\mathrm{\α}}-R_s{i}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt})}^2+{\left((u_{\mathrm{\β}}-R_s{i}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}\right)}^2}$

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}})$

${\mathrm{\θ}}_i=\arctan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}\right)$

其中，ψ_α和ψ_β分别为两相静止坐标系下的定子α轴磁链和β轴磁链，R_s为电枢绕组电阻，p为电机极对数；

根据以下各公式分别计算实际转速估计值n和转子位置角估计值θ_e：

${\mathrm{\θ}}_e=\arctan \left(\frac{e_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\β}}}\right)=\arctan \left(\frac{K_1\mathrm{sign}\left(\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{\α}}}\right)}{\left(K_1\mathrm{sign}\left(\stackrel{\‾}{i_{\mathrm{\β}}}\right)\right)}\right)$

$n=\frac{30}{\mathrm{p\π}}{\mathrm{\ω}}_e=\frac{30}{\mathrm{p\π}}\frac{{\mathrm{d\θ}}_e}{\mathrm{dt}}=\frac{30}{\mathrm{p\π}}\frac{d\arctan \left(\frac{e_{\mathrm{\α}}}{e_{\mathrm{\β}}}\right)}{\mathrm{dt}}$

其中，K₁是固定的观测增益，为定子α轴观测误差电流，为定子β轴观测误差电流， 分别为α轴与β轴观测电流，sign()为符号函数，e_α、e_β分别为α轴与β轴反电势，ω_e为电角速度；

(4)用给定转速n_ref减去步骤3)估测到的转速n，将得到的转速偏差Δn输入速度调节器后得到电磁转矩参考值T_eref，将所述电磁转矩参考值T_eref和估计转速n送入电流分配器，判断实际转速是否小于额定转速，如是，则电机运行于低速区，进入步骤5)，否则，电机运行于高速区，进入步骤6)；

(5)判断负载转矩是否满足T_L≤T_N，确定定子磁链参考值ψ_sref和电磁转矩参考值T_eref后进入步骤(7)，其中T_L为负载转矩、T_N为额定转矩，具体如下；

当T_L≤T_N时，无需增磁控制，i_f＝0，采用i_d＝0控制，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{qref}}=\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}}{{3\mathrm{p\ψ}}_m}\\ i_{\mathrm{fref}}=0\end{array}\right]$

进而得到定子磁链参考值为

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_m^2+{\left(\frac{{2L}_q{T}_{\mathrm{eref}}}{{3\mathrm{p\ψ}}_m}\right)}^2}$

当T_L>T_N时，q轴电流已达到额定值，需进行增磁控制，因此i_q＝i_qN，采用d轴电流i_d＝0控制，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}-{3\mathrm{p\ψ}}_m{i}_{\mathrm{qN}}}{{3\mathrm{pM}}_f{i}_{\mathrm{qN}}}\\ i_{\mathrm{qref}}=i_{\mathrm{qN}}\end{array}\right.$

进而得到定子磁链参考值为：

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{({\mathrm{\ψ}}_m+\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}-{3\mathrm{p\ψ}}_m{\mathrm{iq}}_N}{{3\mathrm{pi}}_{\mathrm{qN}}})}^2+{\left(L_q{i}_{\mathrm{qN}}\right)}^2}$

其中，i_dref、i_qref分别为d轴与q轴电流参考值，i_qN为q轴电流的额定值；i_fref为励磁电流参考值；L_d、L_q分别为d轴与q轴电感，M_f为电枢与励磁绕组之间的互感；ψ_m为永磁体磁链；ψ_d、ψ_q分别d轴、q轴磁链；T_eref为电磁转矩，ψ_s为定子磁链，ψ_sref为定子磁链参考值；

(6)首先判断给定转速是否小于弱磁基速n_flux，如是，则保持d轴电流i_d＝0，采用励磁电流i_f弱磁，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qref}}=\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}{\mathrm{\ω}}_e}{{3\mathrm{p\ψ}}_m{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}\\ i_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_m}{M_f}(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1)\end{array}\right.$

进而得到定子磁链参考值为：

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_m\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}\right)}^2+{\left(\frac{{2L}_q{T}_{\mathrm{eref}}{\mathrm{\ω}}_e}{{3\mathrm{p\ψ}}_m{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}\right)}^2}$

如给定转速达到弱磁基速n_flux，则励磁电流i_f达到额定值，继续采用d轴电流i_d弱磁，按照如下电流分配方案进行电流分配：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{qref}}=\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}}{3p\{{\mathrm{\ψ}}_m+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]-M_f{I}_{\mathrm{fN}}\}}\\ i_{\mathrm{fref}}=-I_{\mathrm{fN}}\\ i_{\mathrm{dref}}=\frac{1}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]\end{array}\right.$

定子磁链参考值

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sref}}=\sqrt{{\left({\mathrm{\ψ}}_m\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}\right)}^2+{\left(\frac{{2L}_q{T}_{\mathrm{eref}}}{3p\{{\mathrm{\ψ}}_m+\frac{(L_d-L_q)}{L_d}[(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{eN}}}{{\mathrm{\ω}}_e}-1){\mathrm{\ψ}}_m+M_f{I}_{\mathrm{fN}}]-M_f{I}_{\mathrm{fN}}\}}\right)}^2}$

其中，I_fN为励磁电流额定值，ω_eN为额定电角速度；

(7)用所述定子磁链参考值ψ_sref减去步骤(3)中得到的实际定子磁链估计值ψ_s得到定子磁链偏差Δψ_s，用电磁转矩参考值T_eref减去步骤(3)中的实际电磁转矩估计值T_e得到电磁转矩偏差ΔT_e，然后将Δψ_s送入滞环比较器得到转矩控制信号τ，将ΔT_e送入滞环比较器得到磁链控制信号φ，三个控制信号τ、φ、θ经过开关表选取开关状态，驱动主功率变换器；

同时将步骤(1)中采集的励磁电流i_f，经信号调理与A/D转换后，与步骤(5)或(6)得到的励磁电流参考值i_fref一起送入直流励磁脉冲宽度调制模块，运算输出4路脉冲宽度调制信号来驱动励磁功率变换器。

2.根据权利要求1所述的混合励磁同步电机无位置传感器直接转矩控制方法，其特征在于，所述步骤7)中的直流励磁脉冲宽度调制模块为空间矢量脉冲宽度调制模块。