CN104767290A - 一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法 - Google Patents

Abstract

一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法，其步骤是：外环控制：基于短时傅里叶变换方法实时处理原边高频逆变器的输出电压和输出电流信号，计算谐振电路的等效阻抗并判断阻抗相角是否在阈值范围内，若超出阈值，则启动自动调频模块，并重复计算及判断原边谐振电路的等效阻抗，直到***工作于谐振状态。内环控制：计算高频逆变器输入电压理论值并对其校正，作为内环控制的输入电压参考值；根据输入电压的参考值和测量值(高频逆变器的实际输入电压)之间的偏差，实时计算消除该偏差的开关信号占空比，并输出相应的开关脉冲信号。双闭环恒定输出电流控制能够有效地控制感应式无线供电***能量输出，提高无线电能传输质量。

Description

一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法。

背景技术

感应式无线电能传输技术是一种基于电磁场近场感应原理，综合利用电力电子变换技术、磁场耦合技术以及控制理论，实现用电设备以非导线接触方式从电网获取能量的技术。其基本原理是利用谐振变换器将工频交流电或者直流电变换为高频交流电，注入能量发射机构(例如线圈)，结合基于电磁感应原理在空间中激发出具有相同频率的高频交变磁场，使处于该磁场中的能量接收机构的拾取线圈中感应出高频电动势，最后经电力电子变换后直接输出给用电负载，从而实现电能的无线传输。

为向能量拾取端传输足够的能量以保证负载的正常运行，能量发射机构需要维持较大的激磁磁场强度，一般是通过控制发射线圈中激磁电流恒定的方法来实现。因此，在高频逆变器前接入Buck直流变换器的方式是目前常用的感应式无线电能传输***恒流控制策略，在这种恒流控制策略下，控制器依据激磁电流参考值与测量值之间的偏差，计算Buck直流变换器开关信号的占空比，通过调节Buck直流变换器输出电压的大小(即感应式无线电能传输***的输入电压)实现对激磁电流的恒流控制，这种感应式无线电能传输***的恒流控制效果实际上取决于Buck直流变换器的控制精度。

然而，由于参数选取的问题，Buck直流变换器期望的输出电压(输入电压与开关信号占空比的乘积)与实际的输出电压常常存在一定偏差，导致恒流控制过程超调量的增大以及调节时间的增长，还有可能给感应式无线电能传输***引入严重的输入电压波动，影响整个***的电能传输质量。因此，为了使感应式无线电能传输***获得较好的恒流控制效果，有必要进一步对Buck直流变换器的输出电压进行测量及控制。

发明内容

本发明的目的是提供一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法，该方法能更快速、准确地实现对感应式无线供电***激磁电流的恒流控制，有效减小感应式无线供电***的输入电压波动，提高无线电能传输质量。

本发明实现其发明目的所采用的技术方案是，一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法，其步骤为：

A、外环控制：

A1、外环控制器根据当前的开关工作频率产生开关信号，控制高频逆变器的输出电压频率；

A2、输出电压传感器、输出电流传感器将检测出的高频逆变器输出电压信号、输出电流信号，经信号处理单元进行信号放大、滤波、模数转换后，得到高频逆变器的输出电压数字信号、输出电流数字信号，送外环控制器；

A3、外环控制器对信号处理单元送来的输出电压数字信号、输出电流数字信号，应用短时傅里叶变换计算得到输出电压数字信号的基波分量输出电流数字信号的基波分量

A4、外环控制器计算得出原边谐振电路的等效阻抗等效阻抗的幅值为Z_P、相角为θ_P；

若相角θ_P的绝对值|θ_P|大于相角阈值θ_H，则外环控制器，调节当前的开关工作频率，转A1步；

若相角θ_P的绝对值|θ_P|小于相角阈值θ_H，进行以下A5步的操作；

A5、外环控制器将高频逆变器的输出电流数字信号的基波分量与预设的原边谐振电流参考值I_P进行比较，得到偏差值e_i，并计算得出消除该偏差值e_i对应的高频逆变器输入电压变化量Δu；

B、内环控制：

B1、内环控制器将A5步中得到的高频逆变器输入电压变化量Δu与高频逆变器输入电压理论值u₀相加，作为内环控制的高频逆变器输入电压参考值V_ref，V_ref＝u₀+Δu；

B2、高频逆变器输入端接入有Buck直流变换器，输入电压传感器检测Buck直流变换器输出端的电压得到高频逆变器的输入电压V_DC；并将高频逆变器的输入电压V_DC送信号处理单元进行放大、滤波、AD转换后，再送入内环控制器；

B3、内环控制器将B1步得到的电压参考值V_ref和B2步中测得的高频逆变器的输入电压V_DC相减，得到输入偏差值e_v，e_v＝V_ref-V_DC，并计算得到消除该输入偏差值e_v的Buck直流变换器占空比控制量D；

B4、内环控制器控制Buck直流变换器的占空比为占空比控制量D。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、外环控制的A1-A4步可保证高频逆变器输出阻抗成纯阻性，即逆变器工作在谐振状态，有效减小了***的无功损耗、EMI干扰，使能量发射机构的输出电流具有较好的正弦波振荡特性，提高电能传输质量；在此基础上，根据原边谐振电流参考值和测量值基波分量的偏差，得到消除该偏差的高频逆变器输入电压变化量，为实现恒流控制的快速性、准确性提供了有利条件；

二、内环控制器通过计算原边谐振电流参考值(期望的输出电流)对应的高频逆变器输入电压理论值，并对其校正后形成内环控制的参考电压值，以Buck直流变换器的输出电压作为内环输入电压的被控量，根据其电压参考值与测量值之间的偏差，调节开关信号的占空比，保证了Buck直流变换器输出电压的稳恒性，从而能更快速、准确地实现对感应式无线电能传输***激磁电流的恒流控制，有效减小感应式无线电能传输***的输入电压波动，提高无线电能传输质量。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。

附图说明

图1是本发明实施例的控制流程示意图。

图2是本发明实施例的双闭环恒定输出电流控制效果图。

具体实施方式

实施例

图1示出，本发明的一种具体实施方式是，一种电压型感应式无线供电***的双闭环恒流控制方法，其步骤为：

A、外环控制：

A1、外环控制器1根据当前的开关工作频率产生开关信号，控制高频逆变器2的输出电压频率；

A2、输出电压传感器3a、输出电流传感器3b将检测出的高频逆变器2输出电压信号、输出电流信号，经信号处理单元4进行信号放大、滤波、模数转换后，得到高频逆变器2的输出电压数字信号、输出电流数字信号，送外环控制器1；

A3、外环控制器1对信号处理单元4送来的输出电压数字信号、输出电流数字信号，应用短时傅里叶变换计算得到输出电压数字信号的基波分量输出电流数字信号的基波分量

A4、外环控制器1计算得出原边谐振电路的等效阻抗等效阻抗的幅值为Z_P、相角为θ_P；

若相角θ_P的绝对值|θ_P|大于相角阈值θ_H，则外环控制器1，调节当前的开关工作频率，转A1步；

若相角θ_P的绝对值|θ_P|小于相角阈值θ_H，进行以下A5步的操作；

A5、外环控制器1将高频逆变器2的输出电流数字信号的基波分量与预设的原边谐振电流参考值I_P进行比较，得到偏差值e_i，并计算得出消除该偏差值e_i对应的高频逆变器2输入电压变化量Δu；

B、内环控制：

B1、内环控制器1将A5步中得到的高频逆变器2输入电压变化量Δu与高频逆变器2输入电压理论值u₀相加，作为内环控制的高频逆变器2输入电压参考值V_ref，V_ref＝u₀+Δu；

B2、高频逆变器2输入端接入有Buck直流变换器5，输入电压传感器5a检测Buck直流变换器5输出端的电压得到高频逆变器2的输入电压V_DC；并将高频逆变器2的输入电压V_DC送信号处理单元4进行放大、滤波、AD转换后，再送入内环控制器6；

B3、内环控制器6将B1步得到的电压参考值V_ref和B2步中测得的高频逆变器2的输入电压V_DC相减，得到输入偏差值e_v，e_v＝V_ref-V_DC，并计算得到消除该输入偏差值e_v的Buck直流变换器5占空比控制量D；

B4、内环控制器6控制Buck直流变换器5的占空比为占空比控制量D。

本实施例中A3步所采用的短时傅立叶变换算法，即是对N个高频逆变器采样点的输出电压信号及输出电流信号进行处理，并根据式(1)和式(2)计算对应输出电压信号和输出电流信号的基波分量：

${\stackrel{\‾}{V}}_P=\underset{n=(1-N)/2}{\overset{(N-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}{u}_p\left[n\right]e^{-j2\mathrm{\πn}/N}---\left(1\right)$

${\stackrel{\‾}{V}}_P=\underset{n=(1-N)/2}{\overset{(N-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}{i}_p\left[n\right]e^{-j2\mathrm{\πn}/N}---\left(2\right)$

其中，u_p[n]为第n个采样点得到高频逆变器的输出电压信号，i_p[n]为第n个采样点得到的高频逆变器的输出电流信号。由于输出电压信号和输出电流信号的基波分量均为复数形式，因此，本实施例A4步中原边谐振电路的等效阻抗可以计为：

${\stackrel{\‾}{Z}}_P={\stackrel{\‾}{V}}_P/{\stackrel{\‾}{I}}_P=Z_P\∠{\mathrm{\θ}}_P---\left(3\right)$

在本实施例的A5步中，选择简单的比例算法对高频逆变器输入电压的理论值进行校正，以消除激磁电流偏差，即

Δu＝K_P1e_i(4)

在本实施例中，K_P1＝1×10^-9。

在本实施例的B1步中，输入电压理论值u₀和预设的原边谐振电流参考值I_P的关系u₀＝f(I_P)可表示为：

$u_0=\frac{\sqrt{2}{I}_P\mathrm{\π}(Z_P+2Z_S)}{4}---\left(5\right)$

其中，Z_P和Z_S分别为原边谐振电路及高频逆变环节开关器件的等效阻抗大小。

在B3步中，Buck直流变换器开关信号的占空比可采用式(6)进行计算，其中V_in为已知的Buck直流变换器输入电压。

D＝K_P2e_v+V_ref/V_in      (6)

在本实施例中，K_P2＝0.01。

图2示明了电压型感应式无线供电***的双闭环恒流控制效果。***的工作状态采用如下设定：t₁时刻，***启动；t₂时刻，负载变化；t₃时刻，恒流值变化。从图中可以看出，t₁-t₃阶段，在高频逆变器输出电流参考值要求相同的情况下，***的谐振工作频率以及Buck直流变换器的输出电压均随着原边谐振电路等效阻抗的变化而变化；t₂-t₄阶段，在原边谐振电路等效阻抗相同的情况下，只有Buck直流变换器的输出电压随着高频逆变器输出电流参考值要求的变化而变化。在本发明提出的双闭环恒流控制策略下，高频逆变器输出电流不仅具有良好的正弦波振荡特性，其有效值也能快速、准确地稳定到要求的参考值上，Buck直流变换器的输出电压同样具有良好的稳恒性，有效避免了电压型感应式无线供电***的输入电压波动，保证了电能传输质量。

Claims (1)

1.一种感应式无线供电***双闭环恒定输出电流控制方法，其步骤为：

A、外环控制：

A1、外环控制器(1)根据当前的开关工作频率产生开关信号，控制高频逆变器(2)的输出电压频率；

A2、输出电压传感器(3a)、输出电流传感器(3b)将检测出的高频逆变器(2)输出电压信号、输出电流信号，经信号处理单元(4)进行信号放大、滤波、模数转换后，得到高频逆变器(2)的输出电压数字信号、输出电流数字信号，送外环控制器(1)；

A3、外环控制器(1)对信号处理单元(4)送来的输出电压数字信号、输出电流数字信号，应用短时傅里叶变换计算得到输出电压数字信号的基波分量输出电流数字信号的基波分量

A4、外环控制器(1)计算得出原边谐振电路的等效阻抗 等效阻抗的幅值为Z_P、相角为θ_P；

若相角θ_P的绝对值|θ_P|大于相角阈值θ_H，则外环控制器(1)，调节当前的开关工作频率，转A1步；

若相角θ_P的绝对值|θ_P|小于相角阈值θ_H，进行以下A5步的操作；

A5、外环控制器(1)将高频逆变器(2)的输出电流数字信号的基波分量与预设的原边谐振电流参考值I_P进行比较，得到偏差值e_i，并计算得出消除该偏差值e_i对应的高频逆变器(2)输入电压变化量Δu；

B、内环控制：

B1、内环控制器(1)将A5步中得到的高频逆变器(2)输入电压变化量Δu与高频逆变器(2)输入电压理论值u₀相加，作为内环控制的高频逆变器(2)输入电压参考值V_ref，V_ref＝u₀+Δu；

B2、高频逆变器(2)输入端接入有Buck直流变换器(5)，输入电压传感器(5a)检测Buck直流变换器(5)输出端的电压得到高频逆变器(2)的输入电压V_DC；并将高频逆变器(2)的输入电压V_DC送信号处理单元(4)进行放大、滤波、AD转换后，再送入内环控制器(6)；

B3、内环控制器(6)将B1步得到的电压参考值V_ref和B2步中测得的高频逆变器(2)的输入电压V_DC相减，得到输入偏差值e_υ，e_υ＝V_ref-V_DC，并计算得到消除该输入偏差值e_υ的Buck直流变换器(5)占空比控制量D；

B4、内环控制器(6)控制Buck直流变换器(5)的占空比为占空比控制量D。