CN104734686A - 用于固态电子设备的信号调制接口 - Google Patents

Abstract

一种用于固态电子设备的信号调制接口，包括：输入端，其被设置成从驱动器接收控制信号，该驱动器被设置成控制所述固态电子设备；以及与所述输入端连接的信令模块，其中该信令模块被设置成通过从所述控制信号中消除能够误触发所述固态电子设备的不想要的触发信号部分来产生被调制的控制信号以用于传输给所述固态电子设备。

Description

用于固态电子设备的信号调制接口

技术领域

本发明涉及用于固态电子设备的信号调制接口，且具体地但非排他地涉及被设置成防止由于误触发信号导致的固态电子设备的不期望触发的电路布置。

背景技术

电力电子***是功率半导体设备、电感器、电容器以及电阻器的组合，其用于处理电能量并将电能量从一个可用等级转变成另一个期望且可用的等级。电力电子电路的重点是固态开关设备，其被控制以在开和关状态反复操作以实现功率转换和调整。逻辑电路产生的低电流控制信号将被栅极驱动器接收以产生用于该开关设备的栅极的具有足够高的电流的输入从而打开和关闭该开关设备。出于示例的目的，图1示出具有典型图腾对(totem pair)结构100的驱动电路拓扑结构。

一直以来非常需要增加开关频率来提升功率密度并进一步小型化开关转换器。与高开关频率相称的快速开关能力也是减少开关损耗的主要考虑因素。在同步降压转换器、半/全桥转换器和逆变器中普遍存在的桥臂结构中，有两个互补开关，一个是确定开关速度的控制开关，另一个是处于零电压开关SVZ的同步开关。

开关设备的高开关速度可在同步开关的栅-源极电压中导致假的触发脉冲，如果该假的触发脉冲高于开关设备的阈值电压，则能够部分地或甚至完全地打开原本应该是关闭的同步开关。

发明内容

根据本发明的第一个方面，提供了一种用于固态电子设备的信号调制接口，包括：输入端，其被设置成从驱动器接收控制信号，该驱动器被设置成控制所述固态电子设备；以及与该输入连接的信令模块，其中该信令模块被设置成通过从所述控制信号中消除能够误触发固态电子设备的不想要的触发信号部分来产生被调制的控制信号以传送给固态电子设备。

在第一方面的一个实施方式中，信号调制接口被设置在固态电子设备与驱动器之间。

在第一方面的一个实施方式中，信号调制接口被设置成调制控制信号以使得控制信号中的不想要的触发信号部分被调制成低于固态电子设备的触发阈值。

在第一方面的一个实施方式中，信令模块包括至少一个被设置成产生用于调制控制信号的至少一个调制电压的电压源。

在第一方面的一个实施方式中，至少一个电压源与驱动器的输出端串联连接。

在第一方面的一个实施方式中，控制信号被调制以使得被调制的控制信号包括当驱动器输出用于启动固态电子设备的启动控制信号V_g,H时的正电压信号以及当驱动器输出用于停用固态电子设备的停用控制信号V_g,L时的负电压信号。

在第一方面的一个实施方式中，负电压信号被设置成将不想要的触发信号部分调制成低于固态电子设备的触发阈值。

在第一方面的一个实施方式中，用于调制控制信号的至少一个电压源是外部有源电压源。

在第一方面的一个实施方式中，外部有源电压源包括至少一个dc-dc转换器或至少一个dc-ac转换器。

在第一方面的一个实施方式中，用于调制控制信号的至少一个电压源是包括电路装置的无源电压源。

在第一方面的一个实施方式中，电路装置包括电容组件、电阻组件以及半导体组件。

在第一方面的一个实施方式中，电路装置被设置无需任何外部电压源。

在第一方面的一个实施方式中，电路装置包括两个电容器C_N和C_P；两个电阻器R_N和R_P；以及一个二极管D_P。

在第一方面的一个实施方式中，电路装置被设置以使得电容器C_N和电阻器R_N并联连接以限定电压V_CN；电容器C_P和电阻器R_P并联连接以限定电压V_CP；以及二极管D_P被设置在电容器C_N和C_P之间。

在第一方面的一个实施方式中，电路装置被设置成调制控制信号以使得用于启动固态电子设备的被调制的控制信号的正电压是V_CP且用于停用固态电子设备的被调制的控制信号的负电压是-V_CN。

在第一方面的一个实施方式中，电压V_CN和V_CP的大小取决于电阻R_N与R_P之间的比值。

在第一方面的一个实施方式中，电压V_CN和V_CP的大小不取决于固态电子设备的占空比。

在第一方面的一个实施方式中，V_CN和V_CP在稳态时被定义为：

$V_{\mathrm{CN}}=\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}$ 以及 $V_{\mathrm{CP}}=\frac{R_P}{R_N+R_P}{V}_{g,H}.$

在第一方面的一个实施方式中，电路装置被设置以使得V_CN和V_CP一直保持大体恒定且与从驱动器输出的控制信号的占空比无关。

在第一方面的一个实施方式中，通过设置时间常数R_NC_N和R_PC_P比正电压与负电压之间的切换周期长得多以及设置电容器C_N和/或C_P的电容比与固态电子设备的电容C_gs大得多来使V_CN和V_CP保持大体恒定。

在第一方面的一个实施方式中，电容器和电阻器的电容和电阻由R_NC_N＝R_PC_P来定义以用于加速电压V_CP与-V_CN之间的转变。

在第一方面的一个实施方式中，信号调制接口还包括附属电路，该附属电路被设置成改变从-V_CN到V_CP的转变时间。

在第一方面的一个实施方式中，附属电路包括电感组件和半导体设备。

在第一方面的一个实施方式中，附属电路包括设置在电路环路中的电感器L_R和两个二极管。

在第一方面的一个实施方式中，附属电路被设置在驱动器与所述信号调制接口的所述信令模块之间以用于改变从-V_CN到V_CP的转变时间。

在第一方面的一个实施方式中，固态电子设备是晶体管设备。

在第一方面的一个实施方式中，晶体管设备是MOSFET。

在第一方面的一个实施方式中，与固态电子设备相关联的电容C_gs是MOSFET的栅-源电容。

在第一方面的一个实施方式中，用于控制固态电子设备的驱动器是栅极驱动器。

在第一方面的一个实施方式中，信号调制接口被设置在栅极驱动器和MOSFET栅极之间。

附图说明

现在将参照附图以示例的方式描述本发明的实施方式，其中：

图1示出了用于驱动电路的典型图腾对结构；

图2示出了在桥臂结构中的开关设备中假触发脉冲的机制；

图3示出了具有假触发脉冲(栅极跳跃)的波形；

图4示出了改装的栅极驱动电路，其具有用于给栅极电压引入负偏置的附加的负电压源，由此保证假触发脉冲不会超过阈值电压；

图5示出了用于抑制假触发脉冲(栅极跳跃)的辅助电路；

图6示出了另一个用于抑制假触发脉冲(栅极跳跃)的辅助电路；

图7A示出了根据本发明的一个实施方式的基本电路结构，其示出了调制用于控制固态电子设备的控制信号的概念；

图7B示出了图7A的基本电路结构的等效电路图；

图8B示出了当MOSFET驱动器的输出为高的时候图7B的等效电路；

图8B示出了当MOSFET驱动器的输出为低的时候图7B的等效电路；

图9示出了MOSFET驱动器的输出v_g和栅-源极电压v_gs的波形；

图10A示出了根据本发明的一个实施方式的无源电路结构，其被设置成用作电压源，该电压源用于调制用于控制固态电子设备的控制信号；

图10B是图10A的电路结构的等效电路；

图11示出了图10A的电路结构，其中MOSFET驱动器的输出v_g由DC电压源来表示，以用于探索图10A的电路结构的启动过程的操作；

图12A示出了当二极管D_P被正向偏压时图10A的电路结构的等效电路；

图12B示出了当二极管D_p被反向偏压时图10A的电路结构的等效电路；

图13示出了图10A的电路结构产生的瞬态波形；

图14A示出了根据本发明的一个实施方式的谐振栅极驱动电路的电路结构；

图14B是图14A的电路结构的等效电路；

图15A示出了当v_g＝V_g,H时在v_gs上升到V_g,H之前图14A的电路结构的操作；

图15B示出了当v_g＝V_g,H时在v_gs上升到V_g,H之后图14A的电路结构的操作；

图15C示出了当v_g＝V_g,L时图14A的电路结构的操作；

图16示出了图14A的电路产生的瞬态波形；

图17示出了用于验证根据本发明的各个实施方式的测试台的示意图；

图18示出了在不同的V_gH/V_gL值时图17的S₂的开关波形的变化；

图19是显示和比较在图18的四个不同的V_gH/V_gL值的情况下的关闭的开关损耗的表；

图20示出了在有和没有电平移位器(level shifter)的情况下比较图17的测试台的开关波形的不同的图表组；

图21示出了在不同的输入电压V_in的情况下在图17的测试台中产生的不同的开关波形；

图22示出了在不同的输出电流I_o的情况下在图17的测试台中产生的不同的开关波形；

图23示出了在不同的电容C_N和C_P的情况下在图17的测试台中产生的不同的开关波形；

图24示出了在不同的电阻R_N和R_P的情况下在图17的测试台中产生的不同的开关波形；

图25是示出并比较在不同电阻R_N和R_P的情况下栅-源极电压的移位电平的理论和实验结果的表；

图26示出了在不同的占空比D的情况下在图17的测试台中产生的不同的开关波形；以及

图27是示出在不同电感L_R的情况下在图17的测试台中使用的图14A的电平移位器产生的开关信号的图表。

具体实施方式

本申请的发明人通过实验和尝试想出了图2中示出的假触发脉冲的机制。如图所示，v_ds的增大将感生通过C_gd的电流，同时给开关的栅极电压充电，减少的漏极电流在L_s两端产生的负电压降低了开关的源极电压，这两者可能会导致假触发脉冲。

在图3中，示出了具有假触发脉冲302(栅极跳跃)的波形300。本申请的发明人想出了该假触发脉冲超过阈值电压的不利影响包括会减慢电压转换速率并导致对于直通(shoot-through)的过度开关损耗从而降低***稳定性。因此，为了确保桥臂结构的可靠且有效的操作，假触发脉冲必须被减小到低于阈值电压或甚至被消除。

本申请的发明人通过实验和尝试还想出了，用于抑制开关设备中的假触发脉冲/信号的方法可以总的被分为两类。

第一种方法涉及通过改变控制开关的参数或减少同步开关的栅极路径阻抗，即栅极电感和栅极电阻，来降低开关速度。但是，降低开关速度也可导致开关损耗增加，这偏离了高功率效率的目的；且不能避免功率开关中的内部栅极驱动电阻和电感。

第二种方法是修改栅极驱动电路以将负偏置引入栅极电压从而保证假触发脉冲不超过阈值电压。这种方法可以通过使用如图4所示的附加负电压源400或通过使用如图5或6所示的辅助AC电路500、600来实现。如图5和6所示的RC电路500、600可以通过滤出初始栅极信号的DC分量来实现栅极电压的电平移位。但是，移位电平与栅极信号的占空比有关且不能被控制或需要附加的电压源。

本申请的发明人想出了其他方法来抑制假触发脉冲/信号。例如，可以引入负栅极驱动电压。但是，需要额外的有源开关设备例如MOSFET来产生负栅极驱动电压。

现在参考图7A-7B、8A-8B以及10A-10B，其提供了用于固态电子设备的信号调制接口，包括：输入，该输入被设置成从驱动器接收控制信号，该驱动器被设置成控制固态电子设备；以及与输入连接的信令模块，其中该信令模块被配置成通过从控制信号中去除能够误触发固态电子设备的不想要的触发信号部分来产生被调制的控制信号以传输给固态电子设备。

优选地，信号调制接口被设置在固态电子设备与驱动器之间。此外，信号调制接口被设置成调制控制信号，由此控制信号的不想要的触发信号部分被调制成低于固态电子设备的触发阈值。

在优选的实施方式中，信令模块包括至少一个电压源，其被设置成产生用于调制控制信号的至少一个调制电压。特别地，该至少一个电压源与驱动器的输出串联。优选地，控制信号被调制以使得调制后的控制信号包括正电压信号(当驱动器输出用于启动固态电子设备的启动控制信号V_g,H时)和负电压信号(当驱动器输出用于停用固态电子设备的停用控制信号V_g,L时)。特别地，负电压信号被设置成调制该不想要的触发信号部分低于固态电子设备的触发阈值。

图7A-7B和8A-8B描述了本发明的概念。特别地，图7A示出了用于调制用于控制固态电子设备702的控制信号的基本电路结构700，而图7B是图7A的等效电路750。在图7A-7B中，电容器C_gs和电阻器R_g分别代表MOSFET702的栅-源电容和栅极电阻。在本发明中，用作信号调制接口的附加电压源v_N被添加成与MOSFET驱动器704的输出(即v_g)串联以用于调制用于控制MOSFET702的控制信号。

图8A示出了当输出v_g为高(v_g,H)的时候的等效电路800。由此，栅-源电压v_gs为：

v_gs＝V_gs，H＝V_g，H-v_N    (1)

图8B示出了当输出v_g为低(v_g,L)的时候的等效电路850。由此，栅-源电压v_gs为：

V_gs＝V_gs，L＝V_g，L-v_N    (2)

因此，如果v_N被设计以满足以下要求：

v_g，H＞v_N＞V_g，L    (3)

则v_gs给出以下特性：

v_gs＞0，当v_g＝V_g，H时     (4)

v_gs＜0当v_g＝V_g，L时    (5)

图9示出了MOSFET驱动器的输出v_g和栅-源电压v_gs的波形900。优选地如图9所示，图7A的MOSFET702可以在开启时用正电压驱动(即，等式(4))以及在关闭时用负电压驱动(即，等式(5))。特别地，在关闭时的负电压可以将假触发脉冲移到低于阈值电压并防止MOSFET702的假开启。

在本发明中，电压源v_N可以通过有源或无源方法来实现。

在一个实施方式中，有源方法基于使用电压源，例如dc-dc变换器或ac-dc变换器来产生所需电压电平。特别地，该实施方式类似于图4中所示的实施方式，其中使用了附加电压源400，但图4中的电压源400用于给整个MOSFET驱动器供电。本发明的该实施方式中的电压源与MOSFET驱动器704的输出连接。

在可替换的实施方式中，可以使用无源方法。优选地，无源方法不需要任何外部源，而仅需要无源电路。图10A和10B示出了无源电路结构1000及其等效电路1050，其被设置成用作电压源，该电压源用于调制用于控制固态电子设备的控制信号。

在该实施方式中，图10B中所示的电路1050包括两个电容器C_N和C_P，两个电阻器R_N和R_P，以及一个二极管D_P。特别地，该电路被设置使得电容器C_N与电阻器R_N并联连接以限定电压V_CN；电容器C_P和电阻器R_P并联连接以限定电压V_CP；以及二极管D_P被设置在两个电容器C_N与C_P之间。优选地，C_P的阻抗被选为比C_gs大得多以使得C_gs不会影响设计的移位电平。图10A-10B中示出的实施方式中的电路的操作将在下面详细描述。

A.启动

启动周期存在以允许C_N和C_P两端的电压V_CN和V_CP获得稳态值，在这(启动周期)期间，C_N和C_P在开启时通过栅极驱动器充电以及在关闭时通过其各自并联的电阻器放电。换句话说，在这些开启瞬间C_N和C_P完成充电且在关闭时的电压应当保持为几乎不变以用于正常操作。因此，如图11示出的具有DC电压源的电路1100可以用于探索启动过程的操作。

$i_g=\frac{v_{\mathrm{CN}}}{R_{\mathrm{CN}}}+C_N\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CN}}}{\mathrm{dt}}=\frac{v_{\mathrm{CP}}}{R_{\mathrm{CP}}}+C_P\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{dt}}---\left(6\right)$

v_CN+v_CP＝V_g，H    (7)

通过进行拉普拉斯变换然后进行拉普拉斯反变换，v_CN(t)可以表达为：

$v_{\mathrm{CN}}\left(t\right)=\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}[1-e^{-\frac{t}{R_0(C_N+C_P)}}]\frac{C_P}{C_N+C_P}{V}_{g,H}{e}^{-\frac{t}{R_0(C_N+C_P)}}---\left(8\right)$

其中，R₀＝R_NR_P/(R_N+R_P)

从该等式中可以看出初始值是且最终值是 $v_{\mathrm{CN}}(\∞)=\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}.$

如果RC网络被选为满足即R_NC_N＝R_PC_P,则不仅初始值等于最终值，且指数项可以被抵消。因此，尽管C_N和C_P没有影响最终值，但如果R_NC_N＝R_PC_P则启动过程可优选地被加速。

B.稳态分析

当v_g＝V_g,H时，D_P被正向偏压。图12A示出了当D_P被正向偏压时的等效电路1200。如在对启动过程的分析中所示，为了提供用于栅-源电压v_gs的稳定电压，V_CN和V_CP取决于R_N与R_P之间的比值。假设D_P的正向电压为0，

$V_{\mathrm{CN}}=\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}---\left(9\right)$

$V_{\mathrm{CP}}=\frac{R_P}{R_N+R_P}{V}_{g,H}---\left(10\right)$

v_gs与C_P两端的电压相等。因此，

v_gs＝V_CP   (11)

当v_g＝V_g,L时，D_P被反向偏压。图12B示出了当D_P被反向偏压时的等效电路1250。因此，v_gs等于

v_gs＝V_g，L-V_CN    (12)

C.瞬态分析

假设V_g,L为0，且C_N与C_P两端的关闭稳态电压分别是V_{CN_OFF}和V_{CP_OFF}，其是开启过程的初始条件且将在用于关闭过程的计算中被计算。

当V_g＝V_g,H时，D_P被正向偏压。图12A示出了当D_P被正向偏压时的等效电路1200。可以通过等式(7)以及下式来描述开启瞬态：

$i_g=\frac{v_{\mathrm{CN}}}{R_N}+C_N\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CN}}}{\mathrm{dt}}=\frac{v_{\mathrm{CP}}}{R_P}+C_P\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{dt}}+i_{\mathrm{Cgs}}---\left(13\right)$

$i_{\mathrm{Cgs}}=C_{\mathrm{gs}}=\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{gs}}}{\mathrm{dt}}---\left(14\right)$

v_Cgs＝R_gi_Cgs+v_gs    (15)

考虑到初始条件且对等式(7)和(13)-(15)进行拉普拉斯变换，栅源电压v_gs可以表达为：

$v_{\mathrm{gs}}\left(s\right)=\frac{\frac{V_{g,H}}{s}\frac{R_0}{R_N}+(C_N{V}_{g,H}-C_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{OFF}}+C_P{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{OFF}})R_0}{(C_N+C_P)C_{\mathrm{gs}}{R}_0{R}_g{s}^2+[(C_N+C_P)R_0+(R_0+R_g)C_{\mathrm{gs}}]s+1}---\left(16\right)$

其中R₀＝R_NR_P/(R_N+R_P)。

设τ_n＝(C_N+C_P)R₀+(R₀+R_g)C_gs，V_CP由等式(10)给出。通过进行拉普拉斯反变换，可以解出v_gs。

如果 $4{\mathrm{\&tau;}}_m^2<{\mathrm{\&tau;}}_n^2,$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{gs}}\left(t\right)=V_{\mathrm{CP}}-\frac{V_{\mathrm{CP}}}{{\mathrm{\&tau;}}_a-{\mathrm{\&tau;}}_b}({\mathrm{\&tau;}}_a{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_a}-{\mathrm{\&tau;}}_b{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_b})\\ +\frac{(C_N{V}_{g,H}-C_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{OFF}}+C_P{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{OFF}})R_0}{{\mathrm{\&tau;}}_a-{\mathrm{\&tau;}}_b}(e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_a}-e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_b})\end{array}---\left(17\right)$

其中， ${\mathrm{\&tau;}}_a=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_n+\sqrt{{\mathrm{\&tau;}}_n^2-4{\mathrm{\&tau;}}_m^2}}{2},{\mathrm{\&tau;}}_b=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_n-\sqrt{{\mathrm{\&tau;}}_n^2-4{\mathrm{\&tau;}}_m^2}}{2}.$

如果 $4{\mathrm{\&tau;}}_m^2>{\mathrm{\&tau;}}_n^2,$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{gs}}\left(t\right)=V_{\mathrm{CP}}-V_{\mathrm{CP}}{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_c}(\frac{{\mathrm{\&tau;}}_d}{{\mathrm{\&tau;}}_c}\sin \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_d}+\cos \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_d})\\ +(C_N{V}_{g,H}-C_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{OFF}}+C_P{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{OFF}})R_0(\frac{{\mathrm{\&tau;}}_d}{{\mathrm{\&tau;}}_c^2}+\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_d})e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_c}\sin \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_d}\end{array}---\left(18\right)$

其中， ${\mathrm{\&tau;}}_c=\frac{2{\mathrm{\&tau;}}_m^2}{{\mathrm{\&tau;}}_n},{\mathrm{\&tau;}}_d=\frac{2{\mathrm{\&tau;}}_m^2}{\sqrt{4{\mathrm{\&tau;}}_m^2-{\mathrm{\&tau;}}_n^2}}.$

在任一种情形中，终值定理表明v_gs的最终值是V_CP，这与C_P两端的电压相等。但是，由于开启时间是有限的持续时间段，v_gs可以接近V_CP但永远不可能刚好达到V_CP。为了确保v_gs可以最大限度接近V_CP，C_N和/或C_P必须比C_gs大得多。基于这个条件，C_N与C_P两端的开启稳态电压可以给出为：

$V_{\mathrm{CN}\_\mathrm{OH}}=V_{g,H}-V_{\mathrm{CP}}=\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}---\left(19\right)$

$V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}=V_{\mathrm{CP}}=\frac{R_P}{R_N+R_P}{V}_{g,H}---\left(20\right)$

当v_g＝V_g,L时，D_P被反向偏压。图12B示出了当D_P被反向偏压时的等效电路1250。V_{CN_ON}和V_{CP_ON}是用于开启过程的初始条件。以下等式决定关闭瞬态：

v_gs+i_CgsR_g+v_CN＝0    (21)

$i_{\mathrm{Cgs}}=C_{\mathrm{gs}}\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{gs}}}{\mathrm{dt}}=C_N\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{CN}}}{\mathrm{dt}}+\frac{v_{\mathrm{CN}}}{R_N}---\left(22\right)$

考虑初始条件和对等式(21)-(22)进行拉普拉斯变换，v_gs可以被表达为：

$v_{\mathrm{gs}}\left(s\right)=\frac{C_{\mathrm{gs}}(R_N+R_g)V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}-C_N{R}_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{ON}}+s{R}_g{C}_{\mathrm{gs}}{R}_N{C}_N{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}}{C_{\mathrm{gs}}{R}_g{C}_N{R}_N{s}^2+(C_{\mathrm{gs}}{R}_N+C_N{R}_N+R_g{C}_{\mathrm{gs}})s+1}---\left(23\right)$

设τ_q＝C_gsR_N+C_NR_N+R_gC_gs，通过进行拉普拉斯反变换，v_gs可以被解出。

如果 $4{\mathrm{\&tau;}}_p^2<{\mathrm{\&tau;}}_q^2,$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{gs}}\left(t\right)=\frac{C_{\mathrm{gs}}(R_N+R_g)V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}-C_N{R}_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{ON}}}{{\mathrm{\&tau;}}_e-{\mathrm{\&tau;}}_f}(e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_e}-e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_f})\\ +\frac{R_g{C}_{\mathrm{gs}}{R}_N{C}_N{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}}{{\mathrm{\&tau;}}_e-{\mathrm{\&tau;}}_f}(\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_f}{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_f}-\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_e}{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_e})\end{array}---\left(24\right)$

其中， ${\mathrm{\&tau;}}_e=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_q+\sqrt{{\mathrm{\&tau;}}_q^2-4{\mathrm{\&tau;}}_p^2}}{2},{\mathrm{\&tau;}}_f=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_q\sqrt{{\mathrm{\&tau;}}_q^2-4{\mathrm{\&tau;}}_p^2}}{2}.$

如果 $4{\mathrm{\&tau;}}_p^2>{\mathrm{\&tau;}}_q^2,$

$\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{gs}}\left(t\right)=[C_{\mathrm{gs}}(R_N+R_g)V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}-C_N{R}_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{ON}}](\frac{{\mathrm{\&tau;}}_h}{{\mathrm{\&tau;}}_g^2}+\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_h})e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_g}\sin \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_h}\\ +R_g{C}_{\mathrm{gs}}{R}_N{C}_N{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}(\frac{{\mathrm{\&tau;}}_h}{{\mathrm{\&tau;}}_g^2}+\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_h})(\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_h}\cos \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_h}-\frac{1}{{\mathrm{\&tau;}}_g}\sin \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_h})e^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_g}\end{array}---\left(25\right)$

其中， ${\mathrm{\&tau;}}_g=\frac{2{\mathrm{\&tau;}}_p^2}{{\mathrm{\&tau;}}_q},{\mathrm{\&tau;}}_h=\frac{2{\mathrm{\&tau;}}_p^2}{\sqrt{4{\mathrm{\&tau;}}_p^2-{\mathrm{\&tau;}}_q^2}}.$

在任一种情形中，终值定理表明v_gs的最终值是0。但是，如果R_N足够大以忽略C_N通过R_N放电，则v_gs(s)可以被表达为：

$v_{\mathrm{gs}}\left(s\right)=\frac{C_{\mathrm{gs}}{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}-C_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{ON}}-s{C}_N{C}_{\mathrm{gs}}{R}_g{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}}{C_{\mathrm{gs}}{C}_N{R}_g{s}^2+(C_{\mathrm{gs}}+C_N)s}---\left(26\right)$

根据终值定理，v_gs的最终值是

$V_{\mathrm{gs}\_\mathrm{OFF}}=\frac{C_{\mathrm{gs}}{V}_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}-C_N{V}_{\mathrm{CN}\_\mathrm{ON}}}{C_N+C_{\mathrm{gs}}}=\frac{(C_{\mathrm{gs}}{R}_P-C_N{R}_N)V_{g,H}}{(C_N+C_{\mathrm{gs}})(R_N+R_P)}---\left(27\right)$

此外，如果C_N，R_N＞＞C_gsR_P，即，C_N＞＞C_gsR_P/R_N，则 $V_{\mathrm{gs}\_\mathrm{OFF}}=-\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}.$

在关闭开关瞬态，C_P通过R_P放电，且V_CP由下式给出：

$v_{\mathrm{CP}}=V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}{e}^{-\frac{t}{R_P{C}_P}}---\left(28\right)$

在关闭过程的最后，

$V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{OFF}}=V_{\mathrm{CP}\_\mathrm{ON}}{e}^{-\frac{(1-D)T_s}{R_P{C}_P}}---\left(29\right)$

其中，D是占空比，T_s是开关周期。为了保证v_cp的下降是可忽略的，R_pC_P＞＞(1-D)T_s。

电路的功率损耗可以被估计为：

$P_{\mathrm{diss}}=\frac{V_{\mathrm{CN}}^2}{R_{\mathrm{CN}}}+\frac{V_{\mathrm{CP}}^2}{R_{\mathrm{CP}}}---\left(30\right)$

根据图10A的实施方式的电路1000的瞬态波形1300在图13中示出。上述的瞬态分析表明:只要C_N＞＞C_gsR_P/R_N，以及时间常数R_NC_N和R_PC_P比开关周期长得多，V_{CP_ON}≈V_{CP_OFF}且V_{CN_ON}≈V_{CN_OFF}。可选地，C_N和C_P可以被具有各自电压电平的恒压源替代。在优选实施方式中，可以实现电平移位而不影响栅极驱动信号的上升/下降时间。

在本实施方式中的电路1000的优势之一在于电压移位电平可以通过R_N与R_P之间的比值灵活调节，且不受MOSFET的占空比的影响。

D.值的设计

基于以上详细的描述，本实施方式中的电路的值的设计可以被总结如下：

1.等式(9)确定负的电压下移电平V_CN；

2.R_PC_P＞＞(1-D)T_s，且C_P＞＞C_gs；以及

3.R_PC_P＝R_NC_N。

应当注意，满足等式R_PC_P＝R_NC_N的要求不是强制性的，但是如果满足，其可以加速启动过程。

为了调节v_gs的上升时间，图10A的电路1000的实施方式可以进一步被修改。图14A-14B示出了根据本发明的实施方式的谐振栅极驱动电路。特别地，图14A示出了电路结构1400而图14B示出了其等效电路1450。

在图14A的实施方式中，电感器L_R和两个二极管D_R1和D_R2被添加以调节v_gs的上升时间。优选地，电感器L_R和二极管D_R1和D_R2形成电路回路。图14A的电路1400的操作在图15A-15C中被描述。特别地，图15A-15C中示出的图14A的电路1400的操作与之前在图12A-12B中示出的电路的操作类似。

根据对图10A中的电路1000的实施方式的分析，可以假定时间常数R_NC_N和R_PC_P比MOSFET的开关周期长得多且C_P＞＞C_gs。因此，C_N与C_P两端的电压可以假定为在每个开关循环中相对恒定。下面参照图15A-15C描述图14A的电路1400的操作。

当v_g变高时，电感器L_R和电容器C_N和C_P将在v_gs到达V_g,H之前都被充电，如图15A中所示。特别地，v_gs的上升时间由L_R和C_gs来确定。之后，电感电流将循环并通过D_R2而减小，如图15B所示。当V_g＝V_g,L时，D_P被反向偏压且C_gs将通过D_R2放电，如图15C所示。等式(9)-(12)在这里仍然可以被应用以表示v_gs的稳态操作。在开启瞬态期间，v_gs根据以下增大：

$C_{\mathrm{gs}}{L}_R\frac{d{v}_{\mathrm{gs}}^2}{\mathrm{dt}}+C_{\mathrm{gs}}{R}_g\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{gs}}}{\mathrm{dt}}+v_{\mathrm{gs}}=V_{\mathrm{CP}}---\left(31\right)$

设 ${\mathrm{\&tau;}}_s^2=C_{\mathrm{gs}}{L}_s,$ τ_r＝C_gsR_g。

如果 $4{\mathrm{\&tau;}}_s^2<{\mathrm{\&tau;}}_r^2,$

$v_{\mathrm{gs}}\left(t\right)=V_{\mathrm{CP}}-\frac{V_{\mathrm{CP}}}{{\mathrm{\&tau;}}_i-{\mathrm{\&tau;}}_j}({\mathrm{\&tau;}}_i{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_i}-{\mathrm{\&tau;}}_j{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_j})---\left(32\right)$

其中， ${\mathrm{\&tau;}}_i=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_r+\sqrt{{\mathrm{\&tau;}}_r^2-4{\mathrm{\&tau;}}_s^2}}{2},{\mathrm{\&tau;}}_j=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_r-\sqrt{{\mathrm{\&tau;}}_r^2-4{\mathrm{\&tau;}}_s^2}}{2}.$

如果 $4{\mathrm{\&tau;}}_s^2>{\mathrm{\&tau;}}_r^2,$

$v_{\mathrm{gs}}\left(t\right)=V_{\mathrm{CP}}-V_{\mathrm{CP}}{e}^{-t/{\mathrm{\&tau;}}_k}(\frac{{\mathrm{\&tau;}}_l}{{\mathrm{\&tau;}}_k}\sin \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_l}+\cos \frac{t}{{\mathrm{\&tau;}}_l})---\left(33\right)$

其中， ${\mathrm{\&tau;}}_k=\frac{2{\mathrm{\&tau;}}_s^2}{{\mathrm{\&tau;}}_r},{\mathrm{\&tau;}}_l=\frac{2{\mathrm{\&tau;}}_s^2}{\sqrt{4{\mathrm{\&tau;}}_s^2-{\mathrm{\&tau;}}_r^2}}$

在v_gs到达V_CP(即开启稳态电压)之后，L_R中的电流下降到0，

$L_R\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{LR}}}{\mathrm{dt}}=-V_{F1}-V_{F2}---\left(34\right)$

其中，V_F1和V_F2分别是D_R1和D_R2的正向电压。在关闭瞬态期间，v_gs将下降到-V_CN，且下降时间由C_gs和栅极环路阻抗来确定。

以这种方式，对于本实施方式，不仅给予v_gs负偏置(与v_g相比)，该负偏置可以帮助防止MOSFET的假开启，也可以实现v_gs的上升时间的调节。图16示出了由图14A的电路1400的优选实施方式所产生的瞬态波形1600。

在本实施方式中，电路1400主要通过R_N、R_P和L_R消耗。在开启瞬态期间，通过L_R的电流可以通过C_gs的电流近似。电路的功率损耗可以被估计为

$P_{\mathrm{diss}}=\frac{V_{\mathrm{CN}}^2}{R_{\mathrm{CN}}}+\frac{V_{\mathrm{CP}}^2}{R_{\mathrm{CP}}}+\frac{1}{T_s}{L}_R{\&Integral;}_0^{{\mathrm{DT}}_s}{i}_g\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}\mathrm{dt}---\left(35\right)$

其中 $i_g=C_{\mathrm{gs}}\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{gs}}}{\mathrm{dt}},$ 且 $\frac{{\mathrm{di}}_g}{\mathrm{dt}}=C_{\mathrm{gs}}\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{gs}}^2}{{\mathrm{dt}}^2}.$

为了验证本发明的各个实施方式，本申请的发明人想出了在设计的测试台上的一组实验。

图17示出了用于验证本发明的各个实施方式的测试台的示意图1700。特别地，图10A的电路1000的实施方式被采用为图17中的电平移位器。对本发明的各个实施方式的验证首先旨在展示假触发脉冲的不期望的结果，且本发明的各个实施方式在抑制假触发脉冲方面的效果；其次，为了证明电平移位器1000的之前所述的优点和值的设计。

在如图17所示的验证的实施方式中，CSD17308Q3用于控制MOSFET1702和同步MOSFET1704，其具有相对低的阈值电压V_th＝1.3V，且由此更易于被假开启。同步降压变换器的输入电压和输出电流分别是20V和8A。最初，MOSFET1704的栅极驱动电压在0V与15V之间摇摆。在该实施方式中，当S₁开启，v_gs2中的假触发脉冲的峰值绝对值达到2.7V，超过了阈值电压，因此发生假开启。MOSFET1704的栅极驱动电压然后根据不同的R_P/R_N比降低到不同程度以得到V_gH/V_gL水平的变化。

图18示出了在不同V_gH/V_gL值的图17的S₂的开关波形的变化。特别地，图18(a)和18(b)示出了在四个不同V_gH/V_gL水平的v_gs2的波形，而图18(c)和18(d)示出了当i_d2的上升沿保持不变时，v_ds2的超调量最小，且i_d2的下降沿(其与v_ds2的上升且假触发脉冲的出现重合)在原来的情况下在四个情形中是最慢的。

如图18中所示，如果栅极驱动电压下降0.5V以至于降低假触发脉冲的峰值但仍然维持在阈值电压以上，则i_d2的下降沿更快且v_ds2的超调量比原来的情形更大。另一方面，如果栅极驱动电压下降1.3V以降低假触发脉冲的峰值并将其保持在阈值电压以下，则i_d2的下降沿进一步加速且v_ds2的超调量进一步上升。在一个实施方式中，只要假触发脉冲的峰值保持在阈值电压以下，则栅极驱动电压的进一步下降几乎不会影响i_d2和v_ds2。

图19是示出和比较参考图19描述的在四种情形(不同的V_gH/V_gL)下关闭开关损耗的表1900。如表1900所示，结果确认了假开启导致开关损耗大量增加，且这种增加在本发明的电平移位器1000(其消耗可以忽略)的帮助下明显降低或甚至避免。

总的来说，当假触发脉冲超过阈值电压且在MOSFET中发生假开启时，正在下降的漏极电流会增大，导致漏极电流的下降更慢，且漏-源电压中的超调量会下降。虽然在一些实施方式中，漏-源电压的下降是有利的，但这种好处可以被更高开关损耗抵消。根据本发明的实施方式的电平移位器做到了缓解甚至消除假触发脉冲的副作用。

为了示出开关波形不会因为如果操作条件没有触发假开启而受影响，另一种MOSFET BSC123N08NS3被使用，其具有更高的阈值电压V_th＝3V。在一个实施方式中，根据值的设计标准，本发明的电平移位器1000的初始参数选为R_N＝33kΩ、R_P＝120kΩ、C_N＝47nF以及C_P＝15nF。

图20示出了在有和没有本发明的电平移位器1000的情况下比较图17的测试台1700的开关波形的不同组的图表2000。如图20所示，在有电平移位器1000的情况下，同步MOSFET的栅-源电压v_gs2下降1.6V，而漏-源电压v_ds2的开关速度以及v_ds2基本没有影响。

本发明的明显的优点还通过在不同操作条件下在图17的测试台1700中产生的开关波形来证明。

I.输入电压V_in

图21示出了在不同输入电压V_in下在图17的测试台1700中产生的不同开关波形2100。如图21所示，随着输入电压下降，假触发脉冲下降，而栅-源电压的移位电平与输入电压电平无关。

II.输出电流I_o

图22示出了在不同输出电流I_o的情况下在图17的测试台1700中产生的不同开关波形2200。如图22所示，随着输出电流增加，假触发脉冲增加，且本发明的电平移位器1000的操作基本不受输出电流等级的影响，由此栅-源电压的移位电平保持不变。

III.C_N和C_P

本发明的一个实施方式中的电平移位器1000中的电容C_N和C_P被改变以使得C_N/C_P比偏离R_N/R_P比(其是固定的)。图23示出了图17的测试台1700中产生的不同的开关波形2300，其确认了C_N/C_P不必保持在R_N/R_P以允许电平移位器1000按预期执行。

IV.R_N和R_P

图24示出了在不同电阻R_N和R_P的情况下在图17的测试台1700中产生的不同开关波形2400。图24说明了R_N与R_P之间的比负责确定栅-源电压的移位电平，以及该电平不会影响MOSFET的开关速度。图25是示出和比较在不同电阻R_N和R_P的情况下栅-源电压的移位电平的理论和试验结果的表2500。如图24和25所示的结果很好地对应起来，其中微小的差异是源自二极管的导通电压，这在理论分析中被假定为0。

V.占空比D

本发明的优势之一在于电平移位器1000的移位电平不随占空比的变化而改变。图26示出了在不同占空比D的情况下在图17的测试台1700中产生的不同开关波形2600。如图26所示，随着占空比明显变化，本发明的电平移位器1000的移位电平的变化几乎看不出来，这是期望的特性。

VI.谐振电感器L_R

根据图14A的实施方式的电平移位器1400被应用于图17的测试台1700中以示出开启开关速度可以被谐振电感器L_R改变。图27是示出在不同电感L_R的情况下在图17的测试台1700中使用的图14A的电平移位器1400产生的开关信号。图27的结果示出随着L_R增加，v_gs2的上升沿变慢。

本发明的各个实施方式的技术优势包括移位电平无关于占空比和额定功率。更重要的，本发明的各个实施方式还可以易于调节以满足不同设计需求。本发明的其他优势在功能、结构、成本以及设计方面，或任意其他方面对于本领域技术人员来说是显然的。虽然本发明的实施方式参考MOSFET设备进行具体描述，但应当注意本发明可以适用于应用于任意固态电子设备，例如半导体或晶体管设备。

本领域技术人员可以理解，可以对如特定实施方式所示的本发明进行各种变型和/或修改而不脱离宽泛描述的本发明的精神或范围。因此，上述的实施方式应被认为是在所有方面是说明性的而不是限制性的。

文中包含的对现有技术的任意引用不应当认为该信息是公知常识，除非另有指明。

Claims (30)

1.一种用于固态电子设备的信号调制接口，包括：

输入端，其被设置成从驱动器接收控制信号，该驱动器被设置成控制所述固态电子设备；以及

与所述输入端连接的信令模块，其中该信令模块被设置成通过从所述控制信号中消除能够误触发所述固态电子设备的不想要的触发信号部分来产生被调制的控制信号以用于传输给所述固态电子设备。

2.根据权利要求1所述的信号调制接口，其中所述信号调制接口被设置在所述固态电子设备与所述驱动器之间。

3.根据权利要求2所述的信号调制接口，其中所述信号调制接口被设置成调制所述控制信号以使得所述控制信号的所述不想要的触发信号部分被调制成低于所述固态电子设备的触发阈值。

4.根据权利要求3所述的信号调制接口，其中所述信令模块包括至少一个电压源，该至少一个电压源被设置成产生用于调制所述控制信号的至少一个调制电压。

5.根据权利要求4所述的信号调制接口，其中所述至少一个电压源与所述驱动器的输出端串联连接。

6.根据权利要求5所述的信号调制接口，其中所述控制信号被调制以使得所述被调制的控制信号包括当所述驱动器输出用于启动所述固态电子设备的启动控制信号V_g,H时的正电压信号和当所述驱动器输出用于停用所述固态电子设备的停用控制信号V_g,L时的负电压信号。

7.根据权利要求6所述的信号调制接口，其中所述负电压信号被设置成将所述不想要的触发信号部分调制成低于所述固态电子设备的所述触发阈值。

8.根据权利要求7所述的信号调制接口，其中用于调制所述控制信号的所述至少一个电压源是外部有源电压源。

9.根据权利要求8所述的信号调制接口，其中所述外部有源电压源包括至少一个dc-dc变换器或至少一个dc-ac变换器。

10.根据权利要求7所述的信号调制接口，其中用于调制所述控制信号的所述至少一个电压源是包括电路装置的无源电压源。

11.根据权利要求10所述的信号调制接口，其中所述电路装置包括电容组件、电阻组件以及半导体组件。

12.根据权利要求11所述的信号调制接口，其中所述电路装置被设置为不需要任何外部电压源。

13.根据权利要求12所述的信号调制接口，其中所述电路装置包括两个电容器C_N和C_P；两个电阻器R_N和R_P以及一个二极管D_P。

14.根据权利要求13所述的信号调制接口，其中所述电路装置被设置以使得所述电容器C_N和电阻器R_N并联连接以限定电压V_CN；所述电容器C_P和所述电阻器R_P并联连接以限定电压V_CP；以及所述二极管D_P被设置在电容器C_N和C_P之间。

15.根据权利要求14所述的信号调制接口，其中所述电路装置被设置成调制所述控制信号以使得用于启动所述固态电子设备的所述被调制的控制信号的所述正电压是V_CP以及用于停用所述固态电子设备的所述被调制的控制信号的所述负电压是-V_CN。

16.根据权利要求15所述的信号调制接口，其中所述电压V_CN和V_CP的大小与所述电阻器R_N与R_P之间的比有关。

17.根据权利要求16所述的信号调制接口，其中其中所述电压V_CN和V_CP的大小与所述固态电子设备的占空比无关。

18.根据权利要求17所述的信号调制接口，其中V_CN和V_CP在稳态由 $V_{\mathrm{CN}}=\frac{R_N}{R_N+R_P}{V}_{g,H}$ 和 $V_{\mathrm{CP}}=\frac{R_P}{R_N+R_P}{V}_{g,H}$ 来定义。

19.根据权利要求18所述的信号调制接口，其中所述电路装置被设置以使得V_CN和V_CP一直保持大体恒定并与从所述驱动器输出的所述控制信号无关。

20.根据权利要求19所述的信号调制接口，其中通过将时间常数R_NC_N和R_PC_P设置成比所述正电压和所述负电压之间的开关周期长得多以及将电容器C_N和/或C_P的电容设置成比与所述固态电子设备相关联的电容C_gs大得多，来使V_CN和V_CP保持大体恒定。

21.根据权利要求20所述的信号调制接口，其中所述电容器的电容和所述电阻器的电阻由R_NC_N＝R_PC_P定义以加速电压V_CP与-V_CN之间的转变。

22.根据权利要求21所述的信号调制接口，还包括附属电路，该附属电路被设置成改变从-V_CN到V_CP的转变时间。

23.根据权利要求22所述的信号调制接口，其中所述附属电路包括电感组件和半导体设备。

24.根据权利要求22所述的信号调制接口，其中所述附属电路包括被设置在电路环路中的电感器L_R和两个二极管。

25.根据权利要求22所述的信号调制接口，其中所述附属电路被设置在所述驱动器与所述信号调制接口的所述信令模块之间以用于改变从-V_CN到V_CP的转变时间。

26.根据权利要求20所述的信号调制接口，其中所述固态电子设备是晶体管设备。

27.根据权利要求26所述的信号调制接口，其中所述晶体管设备是MOSFET。

28.根据权利要求27所述的信号调制接口，其中与所述固态电子设备相关联的电容C_gs是所述MOSFET的栅-源电容。

29.根据权利要求28所述的信号调制接口，其中用于控制所述固态电子设备的所述驱动器是栅极驱动器。

30.根据权利要求29所述的信号调制接口，其中所述信号调制接口被设置在所述栅极驱动器与所述MOSFET栅极之间。