CN104716825B - 用于非反相降压‑升压转换器的高效pfm开关控制 - Google Patents

用于非反相降压‑升压转换器的高效pfm开关控制 Download PDF

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Abstract

公开了一种用于控制降压‑升压转换器的方法、设备、以及集成电路。在一个示例中，设备被配置为对电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较。所述设备可以对电感器处的电流与高阈值电流和高阈值电流进行比较。所述设备可以响应于电压输出处的输出电压低于低基准电压，对电感器充电。所述设备可以响应于电感器处的电流达到高阈值电流，将电感器耦合到电压输出，以从电感器向电压输出运送电荷。所述设备可以响应于电感器处的电流达到低阈值电流或输出电压达到高基准电压，停止从电感器向电压输出运送电荷。

Description

用于非反相降压-升压转换器的高效PFM开关控制
技术领域
本发明涉及一种电功率转换器，并且特别地，涉及降压-升压转换器。
背景技术
降压-升压转换器可以用作针对具有特定的电流和/或电压要求的负载的驱动器。降压-升压转换器可以提供大于、小于、或等于输入电压的输出电压。非反相降压-升压转换器可以被用来提供具有与输入电压相同极性的输出电压。非反相降压-升压转换器可以使用四个围绕单个公共电感器相连的开关，其中开关控制降压-升压转换器操作在降压模式(即，输出电压低于输入电压)或者升压模式(即，输出电压高于输入电压)。
一种非反相降压-升压转换器可以受到控制以操作在脉冲频率调制(PFM)模式，典型地，当所要求的负载电流相对低的时候。转换器可以在电感器中积累能量，而转换器可以继而以脉冲或电流能量包从电感器向转换器的输出放电。转换器可以向转换器的输出放电一列或一串多个能量包(也称为脉冲串)，在输出电压下降到低于触发阈值时开始并一旦输出电压已上升到足够的阈值时结束。转换器可以具有耦合到该输出处的输出电容器，所述输出电容器将电荷存储在输出处。
在输出电压由于输出处的负载从输出电容器汲取电荷而降低时，转换器可以接着保持非活动。输出电压可以越过触发阈值而降低，并促使转换器重新开始对一列电感器能量包放电。因此，转换器围绕两个阈值而交替改变其输出电压，较低的触发阈值和较高的触发阈值。转换器可能经历纹波电压和超过电压阈值的过冲。任何转换器还生成输入和输出之间的一些能量损失。转换器的效率可以被定义为其输出能量与其输入能量之比。对于操作在PFM模式下的非反相降压-升压转换器，能量损失通常是更多由于开关和动态损耗(由于开关的栅极电容和转换过程中开关两端的V*I功率耗散)，而不是欧姆损耗。
发明内容
一般来说，本公开的各种实施例针对一种非反相降压-升压转换器，其具有高效的脉冲频率调制(PFM)的开关控制。在本公开的各个实施例中，高效PFM开关控制可以控制降压-升压转换器的开关，以限制纹波电压和电压阈值过冲，并减少开关操作中的能量损耗，以及其它优点。在本公开的各个实施例中，高效PFM开关控制可以针对效率专门优化升压模式和/或降压模式，并且可以基于各种因素，诸如电感器充电阶段期间或输入电压和输出电压之间的比较，来选择一个或另一个优化模式。
一个实施例涉及一种用于控制降压-升压转换器的设备，其中，所述降压-升压转换器包括电感器和电压输出。该设备被配置为对电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较。该设备进一步被配置为对电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流进行比较。该设备进一步被配置为，响应于电压输出处的输出电压低于基准电压时，对电感器充电。该设备进一步被配置为，响应于电感器处的电流达到高阈值电流，将电感器耦合到电压输出，以从电感器向电压输出传递电荷。该设备进一步被配置为，响应于电感器处的电流达到低阈值电流或者输出电压达到高基准电压，停止从电感器向电压输出传递电荷。
另一个实施例涉及一种用于控制降压-升压转换器的方法，其中，降压-升压转换器包括电感器和电压输出。所述方法包括：对电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较。该方法还包括对电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流进行比较。该方法还包括，响应于电压输出处的输出电压低于低基准电压，对电感器充电。该方法还包括，响应于电感器处的电流达到高阈值电流，将电感器耦合到电压输出，以从电感器向电压输出传递电荷。该方法还包括，响应于电感器处的电流达到低阈值电流或者输出电压达到高基准电压，停止从电感器向电压输出传递电荷。
另一个实施例涉及一种用于控制降压-升压转换器的集成电路，其中，所述降压-升压转换器包括电感器和电压输出。集成电路被配置为对电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较。集成电路进一步配置为对电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流进行比较。集成电路进一步被配置为，响应于电压输出处的输出电压低于低基准电压时，对电感器充电。集成电路进一步被配置为，响应于电感器处的电流达到高阈值电流，将电感器耦合到电压输出，以从电感器向电压输出传递电荷。集成电路进一步被配置为，响应于电感器处的电流达到低阈值电流或者输出电压达到高基准电压，停止从电感器向电压输出传递电荷。
本发明的一个或多个实施例的细节在附图和下述说明书中进行阐述。其他特征、目的、以及本发明的优点将从说明书和附图以及权利要求书而变得明显。
附图说明
图1为示出根据本公开示例的具有开关控制的降压-升压转换器的框图，所述开关控制可以通过高效脉冲频率调制(PFM)模式来控制降压-升压转换器。
图2示出根据本公开示例的针对降压-升压转换器可以产生并传送至电压输出的能量包的三个不同示例的电流随时间变化的曲线。
图3为示出根据本公开示例的具有开关控制的降压-升压转换器的框图，所述开关控制可以通过具有多个过冲保护措施的高效PFM模式来控制降压-升压转换器。
图4为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并提高升压模式的效率以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器的方法的流程图。
图5为根据本公开的另一个示例示出具有开关控制的降压-升压转换器的框图，所述开关控制可以通过具有多个过冲保护措施、高效受时间控制的开关、以及对于升压和降压模式的特定放电阶段的高效PFM模式来控制降压-升压转换器。
图6为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并使得能够进行对于升压和降压模式特定的放电阶段、基于高效受时间控制的开关提高升压和降压模式两者的效率、以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器的方法的流程图。
图7为根据本公开的另一个示例示出具有开关控制的降压-升压转换器的框图，所述开关控制可以通过具有多个过冲保护措施、高效受时间控制的开关、以及对于升压和降压模式的特定放电阶段的高效PFM模式来控制降压-升压转换器。
图8为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并使得能够进行对于升压和降压模式的特定放电阶段、基于高效受时间控制的开关而提高升压和降压模式两者的效率、以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器的方法的流程图。
图9为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并提高效率以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器的方法的流程图。
具体实施方式
图1为示出根据本公开示例的具有开关控制的降压-升压转换器100的框图，所述开关控制可以通过高效PFM模式来控制降压-升压转换器100。降压-升压转换器100以在跨电感器110两端应用不同电路连接的方式包括电压输入120、电压输出134、输出电容器130、电感器110、以及耦合到电感器110的开关122、124、126、和128。电压输入120可以是结构元件，其导通或产生到降压-升压转换器100的输入电压，并且电压输出134可以是结构元件，其传导由降压-升压转换器100产生的输出电压使其对于负载可用。在该说明性示例中，降压-升压转换器100还包括开关控制140，其耦合到开关122、124、126、和128。如下面进一步描述的，根据各种示例性示例，开关控制140可以通过高效PFM模式以在降压模式和/或升压模式中控制降压-升压转换器100。例如，开关控制140可以包含逻辑电路、硬件、和/或一个或多个处理器，以控制开关122、124、126和128的状态，以高效地操作降压-升压转换器100，也就是说，其具有通过电压输入120所供应的能量和电压输出134处向给负载提供的能量之间的相对低的能量损耗。开关控制140可以包含逻辑电路、硬件和/或一个或多个处理器，以控制开关122、124、126和128的状态，以操作降压-升压转换器100来限制诸如电压过冲的能量损失的模式。开关控制140内部的处理器、硬件和/或逻辑可以执行一个或多个与本公开中所描述的技术相一致的算法。例如，开关控制140可以包含指示变量的输入，所述变量举例来说，诸如电感器电流(电感器110处的电流)、输入电压(电压输入120处的电压)、和/或输出电压(电压输出134处的电压)。下面进一步参照各种示例来说明开关控制140，以及降压-升压转换器100在开关控制140的控制下的各种操作模式的各个方面。
图2示出根据本公开示例的针对降压-升压转换器100可以产生并传送至电压输出134的能量包的三个不同示例的电流随时间变化的曲线。电流例如可以通过电流传感器在电感器110处测得(例如，耦合到电感器110并且几乎没有与电感器110的物理和欧姆隔离)。每个传送到电压输出134的能量可以包括一个或多个能量包，每一个在名义上都与脉冲频率调制的形式相同。在图2所示的三个示例中的每一个，能量包的初始部分是由电流上升波形202所定义的，随着来自电压输入120的输入电压最初对抗电感器110的电感而上升。图2中所描绘的三个能量包示例之间的差异通过电流下降波形204、206、以及208所限定，如对于可以由开关122、124、126、128的操作连同电压输出134处的输出电压是大于还是小于电压输入120处的输入电压一起来定义的电流下降的三个不同的选项。
包含在每个包内部的能量与如图2所示的由电流上升202和电流下降波形204、206、208中的一个所包围的面积成比例。也就是说，曲线图200的面积代表电流随时间的积分，并从而定义了电荷，并且由降压-升压转换器100在电压输出134处提供的能量是该电荷与电压输出134处的输出电压的乘积(即，能量为电压乘以电流再随时间的积分)。
电流下降波形204是曲线图200的三个选项中最快速的电流下降，并且，连同电流上升波形202，形成于三个选项中的曲线图200的最小面积，表示每个包或每个脉冲的能量的数量最小。电流下降波形206更为缓慢，并且连同电流上升波形202形成了曲线图200上的中间区域，表示每个包的能量的数量居中。电流下降波形208为最缓慢下降，并包括电流在超出电流上升波形202的峰值并在下降之前的和缓的进一步上升。
连同电流上升波形202，电流下降波形208形成了曲线图200的三个选项中最大的面积，表明每个包的能量的数量更大。开关控制140可以操作降压-升压转换器100，以根据由波形204、206、和208与波形202组合所描述的三个可选的形式中的任意一个来产生能量包。通过在这三个能量包形式中进行选择，开关控制140可以操作降压-升压转换器100以向电压输出134传送最大能量，最小化开关(一个或多个开关122、124、126、128的状态变化)，并从而最小化动态损耗(从开关栅极电容和开关在整个开关转变过程中消耗的功率V×I)，和/或限制电压过冲。
在一些示例中，一般来说，开关控制140可以操作降压-升压转换器100，以在PFM模式下通过最大化涉及仅对四个开关122、124、126、128中的两个开关进行开关的操作来传送能量。在这种双开关最大化模式的一些示例中，开关控制140在大多数情况下可以将另外两个开关保持在不变化的状态下，并且只执行另外这两个休眠开关的开关以用于辅助或特殊功能。尤其是，在双开关最大化模式的一些示例中，在降压模式的标称操作中，开关控制140可以在执行仅开关122和124的主动地开关时，将开关126保持为接通(即，闭合或连接)并且将开关128保持为关断(即，开路或断开连接)；并且在升压模式的标称操作中，开关控制140可以在执行仅开关126和128的主动地开关时，将开关122保持为接通并且将开关124保持为关断。在双开关最大化模式的一些示例中，开关控制140可以仅退出这样的标称操作模式并主动地开关两个休眠开关中的一个开关以用于辅助或特殊功能，以便于限制或结束电压输出134处的过冲或者最小化电压输出134处的电压纹波。在一些示例中，开关控制140可以基于指示电感器110的电流上升时间的输入，或者直接基于指示电压输入120处的输入，来确定将其操作在降压模式还是升压模式中。
图3为示出根据本公开示例的具有开关控制340的降压-升压转换器300的框图，所述开关控制340可以通过具有多个过冲保护措施的高效PFM模式来控制降压-升压转换器300。图4为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并提高升压模式的效率以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器300的方法400的流程图。图4的方法400的各个方面参考下面对图3的降压-升压转换器300进行操作的各个方面进行描述。图3的示例中的降压-升压转换器300可以提高效率，特别是对于要求降压-升压转换器主要或者几乎完全操作在升压模式的应用，或者对于降压-升压转换器提供的输出电压比其输入电压更高的应用。
图3的示例中的降压-升压转换器300包括与图1的示例中的部件相同的几个部件，其以在跨电感器110两端应用不同电路连接的方式包括电压输入120、电压输出134、输出电容器130、电感器110、以及耦合到电感器110的开关122、124、126、和128。降压-升压转换器100还包括开关控制340，其可以控制开关122、124、126、和128以通过在升压模式中限制电压过冲并提高效率，以及其它优点的方式来操作降压-升压转换器300。
降压-升压转换器300还包括电压基准302、304、和306、电感器电流传感器310、电流基准312、调节器320、比较器322、324、和326、以及基准电压开关330。电压基准302、304、和306中的每一个均产生一个相应的基准电压。电流传感器310和比较器322、324、和326全部向开关控制340提供输出，从而使开关控制340能够评估并针对降压-升压转换器300的状态的各种条件做出反应。调节器320对电压输出134的输出进行调节并馈入比较器322和324的每一个输入。开关控制340还包括向电压基准开关330和电流基准312的控制输出，除了其向开关122、124、126、和128的控制输出之外，从而使开关控制340能够在电压基准302和304之间交替作为向比较器322的另一个输入，并且能够控制电流基准312，其可以是可编程的电流基准。电压基准306向比较器324提供第二输入。电流基准312和电感器电流传感器310向比较器326提供输入。
开关控制340可以关于电压输出134处的最小输出电压(VOUT_MIN)和标称输出电压(VOUT_NOM)对降压-升压转换器300中的各种电压与电压基准302处的第一基准电压(VREF1，即低基准电压)、电压基准304处的第二基准电压(VREF2，即高基准电压)、以及电压基准306处的第三基准电压(VREF3，即最大上限基准电压)进行比较。具体地，开关控制340可以操作在符合VREF1大于VOUT_MIN、VOUT_NOM大于VREF1、VREF2大于或等于VOUT_NOM、以及VREF3大于VREF2，如下列等式1所表示的：
VOUT_MIN<VREF1<VOUT_NOM<＝VREF2<VREF3(式1)
针对降压-升压转换器300所描绘的部件参考图4的方法400的流程图进一步进行说明。如方法400的流程图中所示，开关控制340可以将降压-升压转换器300操作在初始阶段，在所述初始阶段中开关122(S1，参考图4)为接通，并且开关124、126、和128(分别为S2、S3、和S4，参考图4)为关断(402)。如果电压输出134处的输出电压(VOUT)小于电压基准302处的第一基准电压(VREF1)(404)，开关控制340可以将降压-升压转换器300开始操作为充电阶段(406)以对电感器110进行充电。
在充电阶段(406)，开关控制340将开关122和128设置为接通并且将开关124和126设置为关断，由此形成连接电压输入120、电感器110、和输出电容器130的导电路径，从而对电感器110进行充电。在该充电阶段，电感器110积累感应电流和能量。输出电容器130也积累电荷。开关控制340可以对电感器110处的电感器电流(IL，参考图4)与高阈值电流，即，基准电流(IREF，参考图4)以及低阈值电流(ILOW)进行比较。开关控制340可以继续充电阶段，只要电感器110处的电感器电流(IL)，如电感器电流传感器310所感测的，小于来自电流基准312的基准电流(IREF)(408)。
一旦电感器电流不再小于基准电流(或高阈值电流)，开关控制340可以重新配置开关124(S2)及126(S3)，以将降压-升压转换器300操作在运送阶段(410)，以从电感器110向电压输出134传送能量。具体地，开关控制340将开关124关断并将开关126接通，以便开关122和126接通并且开关124和128关断。开关控制340从而将降压-升压转换器300配置具有从电压输入120通过电感器110到电压输出134的导电路径，从而使得从电感器110到电压输出134的电流和能量的传递成为可能，其中电感器110从电压输入120进行充电。
在运送阶段(410)期间，开关控制340监视电压输出134处的输出电压(VOUT)与电压基准304处的第二基准电压(VREF2)(412)相比较。开关控制340还监视电感器110处的感应器电流(ILOW)关于基准低电流或低阈值电流(ILOW)(414，416)。基准低电流可以是零安培，或者在各种示例中，是相对于电感器110的标称电流水平而言低的另一个电流值。开关控制340可以继续将降压-升压转换器300维持在运送阶段(410)，只要开关控制340检测到电压输出134处的输出电压(VOUT)小于电压基准304处的第二基准电压(VREF2)(412)，并且电感器110处的电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(414)。如果开关控制340检测到电压输出134处的输出电压(VOUT)小于电压基准304处的第二基准电压(VREF2)在(412)，并且电感器110处的电感器电流(IL)不大于基准低电流(ILOW)(414)，开关控制340可以重新配置降压-升压转换器300以通过再次接通开关124和再次关断开关126而再次操作在充电阶段(406)。
如果开关控制340检测到电压输出134处的输出电压(VOUT)不小于电压基准304处的第二基准电压(VREF2)(412)，并且，电感器110处的电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(416)，开关控制340可以对降压-升压转换器300重新配置以操作在放电阶段(418)。电压基准304处的第二基准电压(VREF2)可以被设置为大于但相对接近于电压输入120处的输入电压(VIN)。这些先决条件(412和416)在适当限定的操作条件下可能相对很少发生，从而开关控制340将降压-升压转换器300配置在那些操作条件下的放电阶段(418)是相对罕见的。
开关控制340可以通过关断开关122(S1)，并接通开关124(S2)，同时保持开关126(S3)接通，并保持开关128(S4)关断来将降压-升压转换器300配置为放电阶段(418)。如可以在图3中看出，此放电阶段的配置将电感器110与电压输入120隔离，并配置从输出电容器130通过电感器110到电压输出134的导电路径。这种配置使得电感器110和输出电容器130能够在电流下降时向电压输出134放电。因此，在该放电阶段(418)，响应于电压输出处的输出电压高于基准电压，并且电感器处的电流大于阈值电流，开关控制340将降压-升压转换器300配置为使输出电容器通过电感器耦合到电压输出，从而使电感器110放电。因此在该示例中，该放电阶段(418)可以减轻电压输出134处的过冲，同时继续提供电压输出134处的电流。
图4的方法400包括进一步的配置，即开关控制340可以在某些条件下向降压-升压转换器300施加倾倒阶段(424)。开关控制340可以在某些条件下接入通常是比放电阶段(418)的前提条件更为罕见的倾倒阶段(424)。具体地，开关控制340仅在电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(420)，并且电压输出134处的输出电压(VOUT)不低于电压基准306处的第三基准电压(VREF3)(422)时使得降压-升压转换器300进入倾倒阶段(424)。倾倒阶段(424)一般可以用来切断过冲，并从电感器110倾倒能量(或从电感器110向输出电容器130传送能量)，以免尽管降压-升压转换器300已经处于放电阶段(418)，而电压输出134处的输出电压仍然超过由第三基准电压(VREF3)在电压基准306处设定的某种电压阈值。第三基准电压(VREF3)旨在作为最大上限，所述最大上限旨在降压-升压转换器300的输出电压，即电压输出134处被施行。因此，此倾倒阶段(424)可以用作降压-升压转换器300的输出电压的进一步保护措施，尽管一旦倾倒阶段(424)被调用，具有能量损失和效率降低的权衡。
具体地，为了从放电阶段(418)的配置进入倾倒阶段(424)，开关控制340将开关126(S3)关断，并将开关128(S4)接通，同时保持开关124(S2)接通，并保持开关122(S1)关断。如图3所见，此倾倒阶段(424)的配置将电感器110从电压输出134隔离并切断向电压输出134的电流和能量递送。如图3所见，此倾倒阶段(424)的配置将电感器110与电压输入120隔离，并且迫使电感器110在降压-升压转换器300(从电感器110向输出电容器130传送能量)中进行内部地放电，朝向与输出电容器130并且在电感器110中的和在电路路径中通过开关124(S2)和开关128(S4)的内部欧姆损耗的接近均衡。因此，该倾倒阶段(424)必然导致有用能量的损失并降低了效率，但是使得电压输出134处的电压过冲能够完全切断，执行对降压-升压转换器300电压过冲的电势的硬性限制。
开关控制340可以将降压-升压转换器300维持在倾倒阶段(424)，只要电感器110处的电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(426)。一旦电感器110处的电感器电流(IL)不大于基准低电流(ILOW)(426)，开关控制340可以重新将降压-升压转换器300配置为起始阶段(402)，并且在电压输出134的电压阈值条件低于电压基准302(404)处的第一基准电压(VREF1)也被满足，将降压-升压转换器300配置为充电阶段(406)。
在许多情况下，调用放电阶段(412和416)的前提条件，可能永远不会被引起，并且降压-升压转换器300的活动操作可能仅在充电阶段(406)和运送阶段(410)之间交替。在这些情况下，开关控制340操作降压-升压转换器300以保持开关122(S1)始终接通并且开关124(S2)始终关断，而仅将开关128(S4)和126(S3)接通和关断。图4的方法400因此实质上限制所实施的开关的量，并且由于开关因此限制了动态损耗，以及伴随的电感性和电容性阻抗，它们一般是低电流脉冲频率调制(PFM)操作模式低效率的主要来源。图4的方法400还在需要时减轻或完全切断降压-升压转换器300的电压输出134处的电压过冲，作为辅助功能，并且仅对开关124(S2)单独地进行开关或与开关128(S4)组合地进行开关，伴随对动态开关损耗的额外贡献，仅按需要来执行这些辅助功能。
在其中电压输出134处的输出电压显著大于电压输入120处的输入电压的操作条件下，开关控制140将降压-升压转换器300配置为倾倒阶段(424)的条件可能很少或可能不会发生。在其中电压输出134处的输出电压接近或甚至略微低于电压输入120处的输入电压的操作条件下，开关控制140将降压-升压转换器300配置为倾倒阶段(424)的条件可能倾向于偶尔出现或多少经常出现。在其中电压输出134处的输出电压显著低于电压输入120处的输入电压时，开关控制140将降压-升压转换器300配置为倾倒阶段(424)的条件可能更为频繁地出现。对于其中电压输出134处的输出电压低于电压输入120处的输入电压的各种应用来说，图5-8的示例可以提供效率方面的额外优势，以及其他优势。
图5为根据本公开的另一个示例示出具有开关控制540的降压-升压转换器500的框图，所述开关控制540可以通过具有多个过冲保护措施、高效受时间控制的开关、以及对于升压和降压模式的特定放电阶段的高效PFM模式来控制降压-升压转换器。图6为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并使得能够进行对于升压和降压模式特定的放电阶段、基于高效受时间控制的开关提高升压和降压模式两者的效率、以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器500的方法600的流程图。下面参考图6的方法600的各方面以描述操作图5的降压-升压转换器500的各方面。图5的示例中的降压-升压转换器500可以在降压-升压转换器操作为升压和/或降压模式的应用中灵活地提高效率，以及其他优点。
图5的示例中的降压-升压转换器500包括与图1和3的示例中的相同的多个部件，包括电压输入120、电压输出134、输出电容器130、电感器110、开关122、124、126、和128、电压基准302、304、和306、电感器电流传感器310、电流基准312、调节器320、比较器322、324、和326、以及电压基准开关330。降压-升压转换器500还包括开关控制540，其可以控制开关122、124、126、和128以通过限制过冲、使用受时间控制的开关、以及提高升压和降压模式的特定放电阶段的效率、以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器500。
降压-升压转换器500还包括时间窗口部件502，其接收比较器326的输出，并提供向开关控制540的输出。时间窗口部件502使得开关控制540能够改善受时间控制的开关顺序的效率。开关控制540可以使降压-升压转换器500进入降压和升压模式的单独操作。开关控制540可以接收传达电压输入120处的输入电压的输入，并确定是否使得降压-升压转换器500进入降压模式或升压模式，至少部分地基于电压输出134处的输出电压高于或者低于电压输入120处的输入电压的比较。具体地，开关控制540可以在输出电压低于输入电压时选择使用降压模式操作，在输出电压高于输入电压时选择使用升压模式操作。这种降压或升压模式的决定以及基于开关控制540的时间窗部件502的输入而使用受时间控制的开关在以下参考图6进一步进行描述。
如图6所示，方法600包括与图4的方法400有大量的重叠，其中自方法400的决策点609处分离，以及自决策点609起涉及降压操作的大量物质。方法600与方法400(402、404、406、408)的开始相同。然后，在方法400开始运送阶段(408)时，方法600包括开关控制540也首次评估来自时间窗口部件502的输入，以计量电感器充电阶段持续时间(tL_REF)是否小于基准时间(t1)(609)。如果电感器充电阶段持续时间(tL_REF)不小于基准时间(t1)，开关控制540使降压-升压转换器500处于与图4所示方法400的剩余部分相同的升压模式操作，开始于运送阶段(410)，并继续通过方法400(410、412、414、416、418、420、422、424、426)的剩余部分。如果电感器充电阶段持续时间(tL_REF)小于基准时间(t1)，开关控制540使降压-升压转换器500处于降压模式操作，开始于降压放电阶段(618)。
为了使降压-升压转换器5000自充电阶段(406)进入降压放电阶段(618)，开关控制540自充电阶段(406)它们的状态对所有四个开关122、124、126、128进行开关，将开关122和128从接通到关断，并将开关124和126从关断到接通。这种降压放电阶段(618)将电感器110耦合至输出电容器130，并使得升压-降压转换器500能够从电感器110向电压输出134释放能量，如上面所讨论的。因此，在该放电阶段(618)，响应于电压输出处的输出电压低于基准电压VREF2，并且电感器处的电流大于低阈值电流，开关控制540将降压-升压转换器500配置为将输出电容器通过电感器耦合到电压输出，从而对电感器110放电。
从降压放电阶段(618)，开关控制可以对电压输出134处的输出电压(VOUT)与电压基准304处的第二基准电压(VREF2)(612)进行比较，并将电感器110处的电感器电流(IL，如参考图6)与基准低电流(ILOW，如参考图6)进行比较(614、620)。从降压放电阶段(618)，如果输出电压(VOUT)低于第二基准电压(VREF2)并且电感器电流(IL)是不大于基准低电流(ILOW)，开关控制540通过关断开关124(S2)并接通开关122(S1)进入降压充电阶段(606)。开关控制540可以将降压-升压转换器500维持在降压充电阶段(606)，只要电感器电流(IL)小于降压基准电流(IREF_BUCK)并且电压输出134处的输出电压(VOUT)低于第二基准电压(VREF2)。如果电感器电流(IL)保持小于降压基准电流(IREF_BUCK)(608)，电压输出134处的输出电压(VOUT)不小于第二基准电压(VREF2)(632)，开关控制540可以返回到降压放电阶段(618)。如果电感器电流(IL)不大于降压基准电流(IREF_BUCK)(608)并且电压输出134处的输出电压(VOUT)低于第二基准电压(VREF2)(632)，开关控制540可以评估来自时间窗口部件502的输入，以计量降压模式电感器充电阶段持续时间(tIL_REF_BUCK)是否大于第二时间基准(T2)(619)。如果降压模式电感器充电阶段持续时间(tIL_REF_BUCK)大于第二时间基准(T2)(619)，开关控制540可以使得降压-升压转换器500返回到充电阶段(406)。如果降压模式电感器充电阶段持续时间(tIL_REF_BUCK)不大于第二时间基准(T2)(619)，开关控制540可以使得降压-升压转换器500返回到降压放电阶段(618)。
从降压放电阶段(618)，如果输出电压(VOUT)小于第二基准电压(VREF2)(612)并且电感器电流(IL)大于基准低电流(电流下限)(614)，开关控制540继续将降压-升压转换器500操作在降压放电阶段(618)。从降压放电阶段(618)，如果输出电压(VOUT)不小于第二基准电压(VREF2)(612)并且电感器电流(IL)不大于基准低电流(ILOW)(620)，开关控制540使得降压-升压转换器500返回到初始阶段(402)。从降压放电阶段(618)，如果输出电压(VOUT)不小于第二基准电压(VREF2)(612)，电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(620)，并且电压输出134处的输出电压(VOUT)小于电压基准306处的第三基准电压(VREF3)，开关控制540使得降压-升压转换器500返回到降压放电阶段(618)。
从降压放电阶段(618)，如果输出电压(VOUT)不小于第二基准电压(VREF2)(612)，电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(620)，电压输出134处的输出电压(VOUT)不小于电压基准306处的第三基准电压(VREF3)，开关控制540使得降压-升压转换器500进入倾倒阶段(624)。此倾倒阶段(624)使得电感器110与电压输出134隔离并切断电压输出134处潜在的电压过冲，如参考图4的方法400在上面描述的倾倒阶段(424)。该倾倒阶段(624)可以继续下去，只要电感器电流(IL)大于基准低电流(ILOW)(626)，之后，开关控制540将降压-升压转换器500返回到降压放电阶段(618)。
图6的方法600因此可以包括用于具体针对降压模式或升压模式的增强降压-升压转换器500效率的各种技术。图6的方法600还可以包括可以降低升压模式或降压模式中潜在的电压过冲的放电阶段(418、618)，以及可以切断升压模式或降压模式中潜在的电压过冲的倾倒阶段(424、624)。然而，通过应用针对升压和降压模式的具体策略，方法600可以使其更不可能(相对于图4的方法400)，需要放电阶段或特别是倾倒阶段。
具体地，方法400可以包括基于电压输出134处的输出电压(VOUT)与电压基准306处的基准电压(VREF3)(422)的比较的单个决策点(422)，以用于触发倾倒阶段(424)。相比较而言，方法600可以包括多个策略和多组条件，以关于输出电压而不必诉诸于倾倒阶段(424、624)进行操作。在这两种方法400和600中，如果避免了倾倒阶段，开关控制(340、540)就可以避免将电感器110的电流能量内部地倾倒的低效的能量使用(以及完全避免对开关128(S4)进行开关)，由此避免显著的动态损耗。因此，方法600包括增强降压-升压转换器500的操作效率的几个设备。
图7根据本公开的另一个示例示出具有开关控制740的降压-升压转换器700的框图，所述开关控制740可以通过具有多个过冲保护措施、高效受时间控制的开关、以及对于升压和降压模式的特定放电阶段的高效PFM模式来控制降压-升压转换器。图7的降压-升压转换器700因此在某些方面类似于图5的降压-升压转换器500，但基于输入电压(VIN)而不是基于持续时间或者来自时间窗口部件的输入而使用受控制的开关以提高升压或降压模式下的效率。图8为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并使得能够进行对于升压和降压模式的特定放电阶段、基于高效受时间控制的开关而提高升压和降压模式两者的效率、以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器700的方法800的流程图。基准下面的图8的方法800的各方面来描述操作图7的降压-升压转换器700的各方面。图7示例中的降压-升压转换器700可以灵活地提高降压-升压转换器操作在升压和/或降压模式中的应用的效率，以及其它优点。
根据上述针对操作降压-升压转换器500的方法600所描述的应用具体针对升压或降压模式的单独控制策略的优点，操作降压-升压转换器700的方法800可以提供应用具体针对升压或降压模式的单独控制策略的各种优点。如图5-8所见，降压-升压转换器700的许多部件类似于图5的降压-升压转换器500中标记相同的部件，并且方法800的许多方面类似于图6中的方法600中标记相同的各方面。
图7的降压-升压转换器700不同于图3和5的示例，部分在于其包括第四电压基准708和第四比较器728，所述第四比较器728对电压输入120处的输入电压(VIN)(通过调节器720)与来自第四电压基准708的第四基准电压(VREF4)进行比较，从而使得该示例中能够进行输入受电压控制的开关。第四电压基准708可以被认为是提供模式决策基准电压，其中其可以用在降压模式或升压模式操作之间作出决策。方法800包括在决策点808和834处不同于图6中的方法600的示例。方法800的示例中，在初始阶段(402)并确定输出电压低于第一基准电压(404)之后，开关控制740确定电压输入120处的输入电压是否低于第四电压基准708处的第四基准电压(VREF4)(808)。如果电压输入120低于来自第四电压基准708的第四基准电压(VREF4)，开关控制740使得降压-升压转换器700操作在升压模式，类似于上述参考图4和图6描述的那些示例(406-426)。
如果电压输入120不小于来自第四电压基准708的第四基准电压(VREF4，也就是说，模式决策基准电压)，开关控制740进入降压模式操作，很大程度上类似于图6的示例中所示的，虽然有显著的区别，包括以降压充电阶段(606)开始。开关控制740可以继续将降压-升压转换器700操作在降压充电阶段(606)，只要电感器电流(IL)不小于降压基准电流(IREF_BUCK)(608)，并且电压输出134处的输出电压(VOUT)不低于第二基准电压(VREF2)(834)。一旦电感器电流(IL)小于降压基准电流(IREF_BUCK)(608)，或电压输出134处的输出电压(VOUT)小于第二基准电压(VREF2)(834)，开关控制740使得降压-升压转换器700进入降压放电阶段(618)。
从降压放电阶段(618)，开关控制740评估条件并相应地类似于图6的示例(612、620、622)的方法600中的降压放电阶段(618)期间而动作。方法800在降压放电阶段(618)不同于方法600，在于当输出电压(VOUT)小于第二基准电压(VREF2)(612)并且电感器电流(IL)不大于基准低电流(ILOW)(814)时，开关控制740不是简单地返回到降压充电阶段(606)，而是还再次确定电压输入120处的输入电压是否小于来自第四个电压基准708的模式决策基准电压(VREF4)(808)。开关控制740然后使得降压-升压转换器700分别基于电压输入120处的输入电压是小于还是不小于来自第四电压基准708的模式决策基准电压(VREF4)(808)的确定进入升压充电阶段(406)或者降压充电阶段(606)。
因此，方法800可以提供类似于以上参考图5和6的示例所描述的关于升压和降压模式两者的具体技术的效率和阈值过冲限制。方法800也还可以提供一些应用的效率的优势，在于其使降压-升压转换器700能够在升压模式(406)或降压模式(606)中直接从初始阶段(402)进行到充电阶段(406、606)，以及其他的优势。
图9为示出根据本公开示例的以限制电压过冲并提高效率以及其他优点的方式来操作降压-升压转换器的方法900的流程图。方法900可以是操作本公开的降压-升压转换器和/或各种开关控制的更一般化的形式，其包括以上参考图3-8所描述的方法400、600、和800的更一般化的形式。
在图9的示例中，方法900包括对电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较(例如，对电压输出134处的输出电压(VOUT)与低基准电压(例如VREF1)(例如404)比较，以及与高基准电压(例如VREF2)(例如412)比较，如参考图3-8所描述的)(902)。方法900还包括对电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流比较(例如，对电感器110处的电流(IL)与基准低阈值电流(ILOW)(例如414、416)比较，以及与基准高阈值电流(IREF)比较(例如408)，如参考图3-8所描述的)(904)。方法900还包括，响应于电压输出处的输出电压低于低基准电压，对电感器充电(例如，充电电感器110处于升压模式或降压模式，如参考图3-8所描述的充电阶段406、606)(906)。
方法900还包括，响应于电感器处的电流达到高阈值电流，将电感器耦合到电压输出，以从电感器向电压输出运送电荷(例如，将输出电容器130通过电感器110耦合到电压输出134，从而在升压模式或降压模式下对电感器110放电(例如418、618)(908)。方法900还包括，响应于电感器处的电流达到低阈值电流(例如416)或输出电压达到高基准电压(例如412)，停止从电感器向电压输出运送电荷(例如，图4中从416返回到402)(910)。
上述任何电路、设备、和方法可实施或实现为集成电路、芯片组、和/或其他设备的任何各种类型的部分或者全部，和/或由例如计算设备所执行的软件例如。这可以包括由一个或多个微控制器、中央处理单元(CPU)、处理核心、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑器件(PLD)、由一个或多个更基本的计算设备执行的虚拟设备、或硬件和/或软件的任何其他配置中实施、执行、或实现。
例如，本公开的开关控制(例如，开关控制140、340、540、740)可以被实现或实施为通过硬件、逻辑、通用处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、和/或通用处理电路的任何组合来配置的集成电路，其可以在一些示例中执行软件指令，以实现本文描述的各种功能。集成电路可以被配置以应用输出以对电感器充电。集成电路还可以被配置为评估对电压输出处的输出电压与基准电压的比较结果。集成电路还可以被配置为评估电感器处的电流与阈值电流的比较结果。集成电路可以进一步被配置为，响应于电压输出处的输出电压高于基准电压，并且电感器处的电流大于阈值电流，应用输出以将输出电容器通过电感器耦合到电压输出。
已经对本发明的各种示例进行了描述。这些和其它示例都在以下权利要求的范围之内。

Claims (18)

1.一种用于控制降压-升压转换器的设备，其中所述降压-升压转换器包括电感器和电压输出，所述设备被配置为：
对所述电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较；
对所述电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流进行比较；
响应于所述电压输出处的所述输出电压低于所述低基准电压，对所述电感器充电；
响应于所述电感器处的所述电流达到所述高阈值电流，将所述电感器耦合到所述电压输出以从所述电感器向所述电压输出传送电荷；
响应于所述电感器处的所述电流达到所述低阈值电流，停止从所述电感器向所述电压输出传送电荷；以及
响应于所述输出电压达到所述高基准电压，停止从所述电感器向所述电压输出传送电荷，其中所述降压-升压转换器还包括输出电容器，并且所述设备还被配置为：
将对所述电感器的所述充电的持续时间与电感器充电阶段基准时间比较；以及
响应于所述电感器处的所述电流高于所述低阈值电流，并且对所述电感器的所述充电的所述持续时间大于所述电感器充电阶段基准时间，将所述输出电容器通过所述电感器耦合到所述电压输出。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述设备进一步被配置为：
响应于所述电感器处的所述电流达到所述低阈值电流或者所述输出电压达到所述高基准电压，恢复对所述电感器充电。
3.根据权利要求1所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，并且其中所述设备进一步被配置为：
响应于在所述电感器处的所述电流保持高于所述低阈值电流时，所述输出电压达到所述高基准电压，停止从所述电压输入向所述电感器传送电荷，同时继续从所述电感器向所述输出传送电荷。
4.根据权利要求1所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，并且其中被配置为将所述电感器耦合到所述电压输出以从所述电感器向所述电压输出传送电荷包括：被配置为将所述电感器与所述电压输入隔离。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括输出电容器，所述设备进一步被配置为：
响应于所述电压输出处的所述输出电压高于所述高基准电压，并且所述电感器处的所述电流高于所述低阈值电流，从所述电感器向所述输出电容器传送电荷。
6.根据权利要求5所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，并且其中被配置为从所述电感器向所述输出电容器传送电荷包括：被配置为将所述电感器与所述电压输入和所述电压输出隔离。
7.根据权利要求1所述的设备，其中被配置对所述电感器充电包括被配置为在升压模式中对所述电感器充电，使得所述输出电压高于所述降压-升压转换器的电压输入处的输入电压，所述设备进一步被配置为：
响应于所述电压输出处的所述输出电压低于所述高基准电压，并且所述电感器处的所述电流低于所述低阈值电流，在降压模式中对所述电感器充电，使得所述输出电压低于所述输入电压。
8.根据权利要求1所述的设备，其中所述设备进一步被配置为
响应于所述电感器处的所述电流高于所述低阈值电流，并且所述电压输出处的所述输出电压高于上限基准电压，所述上限基准电压高于所述高基准电压，从所述电感器向所述输出电容器传送电荷。
9.根据权利要求1所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，所述设备进一步被配置为：
对所述电压输入处的输入电压与模式决策基准电压进行比较，所述模式决策基准电压独立于所述低基准电压和高基准电压；
响应于所述输入电压低于所述模式决策基准电压，在升压模式下执行所述电感器的所述充电，使得所述电压输出高于所述输入电压；以及
响应于所述输入电压高于所述模式决策基准电压，在降压模式下执行所述电感器的所述充电，使得所述输出电压低于所述输入电压。
10.根据权利要求9所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括输出电容器，并且所述设备进一步被配置为：
在所述电感器的所述充电处于降压模式中时，对所述电感器处的所述电流与降压基准电流进行比较，其中所述降压基准电流独立于所述低阈值电流和所述高阈值电流；以及
响应于所述电感器处的所述电流低于所述降压基准电流或所述电压输出处的所述输出电压低于所述高基准电压，将所述输出电容器通过所述电感器耦合到所述电压输出。
11.根据权利要求1所述的设备，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入和输出电容器，并且其中对所述电感器充电包括将所述设备配置为在所述输入与所述电感器之间连接门电路，并且在所述电感器与所述输出电容器之间连接门电路。
12.一种控制降压-升压转换器的方法，其中所述降压-升压转换器包括电感器和电压输出，所述方法包括：
对所述电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较；
对所述电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流进行比较；
响应于所述电压输出处的所述输出电压低于所述低基准电压，对所述电感器充电；
响应于所述电感器处的所述电流达到所述高阈值电流，将所述电感器耦合到所述电压输出以从所述电感器向所述电压输出传送电荷；
响应于所述电感器处的所述电流达到所述低阈值电流，停止从所述电感器向所述电压输出传送电荷；以及
响应于所述输出电压达到所述高基准电压，停止从所述电感器向所述电压输出传送电荷，
其中所述降压-升压转换器还包括输出电容器，所述方法进一步包括：
将对所述电感器的所述充电的持续时间与电感器充电阶段基准时间进行比较；以及
响应于所述电感器处的所述电流高于所述低阈值电流，并且对所述电感器的所述充电的持续时间大于所述电感器充电阶段基准时间，将所述输出电容器通过所述电感器耦合到所述电压输出。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
响应于所述电感器处的所述电流达到所述低阈值电流或所述输出电压达到所述高基准电压，恢复对所述电感器充电。
14.根据权利要求12所述的方法，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，所述方法进一步包括：
响应于在所述电感器处的所述电流保持高于所述低阈值电流时所述输出电压达到所述高基准电压，停止从所述电压输入向所述电感器传送电荷，同时继续从所述电感器向所述输出传送电荷。
15.根据权利要求12所述的方法，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，并且其中将所述电感器耦合到所述电压输出以从所述电感器向所述电压输出传送电荷包括将所述电感器与所述电压输入隔离。
16.根据权利要求12所述的方法，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，所述方法进一步包括：
响应于所述电压输出处的所述输出电压高于所述高基准电压，并且所述电感器处的所述电流高于所述低阈值电流，从所述电感器向所述输出电容器传送电荷，
其中从所述电感器向所述输出电容器传送电荷包括将所述电感器与所述电压输入和所述电压输出隔离。
17.根据权利要求12所述的方法，其中所述降压-升压转换器还包括电压输入，所述方法进一步包括：
对所述电压输入处的输入电压与模式决策基准电压进行比较，所述模式决策基准电压独立于所述低基准电压和高基准电压；
响应于所述输入电压低于所述模式决策基准电压，在升压模式中执行所述电感器的所述充电，使得所述输出电压高于所述输入电压；
响应于所述输入电压高于所述模式决策基准电压，在降压模式中执行所述电感器的所述充电，使得所述输出电压低于所述输入电压；
在所述电感器的所述充电处于所述降压模式中时，对所述电感器处的所述电流与降压基准电流进行比较，其中所述降压基准电流独立于所述低阈值电流和所述高阈值电流；以及
响应于所述电感器处的所述电流小于所述降压基准电流或者所述电压输出处的所述输出电压低于所述高基准电压，将所述输出电容器通过所述电感器耦合到所述电压输出。
18.一种用于控制降压-升压转换器的集成电路，其中所述降压-升压转换器包括电感器和电压输出，所述集成电路被配置为：
对所述电压输出处的输出电压与低基准电压和高基准电压进行比较；
对所述电感器处的电流与低阈值电流和高阈值电流进行比较；
响应于所述电压输出处的所述输出电压低于所述低基准电压，对所述电感器充电；
响应于所述电感器处的所述电流达到所述高阈值电流，将所述电感器耦合到所述电压输出以从所述电感器向所述电压输出传送电荷；
响应于所述电感器处的所述电流达到所述低阈值电流，停止从所述电感器向所述电压输出传送电荷；以及
响应于所述输出电压达到所述高基准电压，停止从所述电感器向所述电压输出传送电荷，
其中所述降压-升压转换器还包括输出电容器，所述集成电路进一步被配置为：
将对所述电感器的所述充电的持续时间与电感器充电阶段基准时间进行比较；以及
响应于所述电感器处的所述电流高于所述低阈值电流，并且对所述电感器的所述充电的持续时间大于所述电感器充电阶段基准时间，将所述输出电容器通过所述电感器耦合到所述电压输出。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10454371B1 (en) * 2015-05-08 2019-10-22 Maxim Integrated Products, Inc. High efficiency buck-boost systems and methods
US10137788B2 (en) 2015-09-16 2018-11-27 General Electric Company Power electronic device and method
US10996281B2 (en) * 2016-12-28 2021-05-04 Silicon Laboratories Inc. Charge measurement calibration in a system using a pulse frequency modulated DC-DC converter
US10230295B2 (en) * 2017-07-24 2019-03-12 GM Global Technology Operations LLC Switching signal generating apparatus and method
US10389250B1 (en) 2018-04-17 2019-08-20 Aura Semiconductor Pvt. Ltd Operating mode for a DC-DC converter to obtain a broad range of output voltages
CN109742943B (zh) * 2019-01-02 2021-01-08 成都芯源***有限公司 升降压型开关电路的控制电路和控制方法
EP3772152B1 (en) * 2019-08-02 2023-10-04 ABB E-mobility B.V. Battery-charger device and related load dump protection method
EP4102700A1 (en) 2021-06-11 2022-12-14 Siemens Gamesa Renewable Energy Innovation & Technology S.L. Modulation mode for a switching power converter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7652453B2 (en) * 2007-10-26 2010-01-26 Broadcom Corporation Topology for a positive buck-boost switching regulator
US7733072B2 (en) * 2007-08-27 2010-06-08 Texas Instruments Incorporated Step-down/step-up DC/DC converter apparatus and method with inductor current threshold value adjusting
CN102427294A (zh) * 2011-09-14 2012-04-25 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种开关型调节器的恒定时间控制方法、控制电路以及应用其的开关型调节器

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6329801B1 (en) * 2000-04-24 2001-12-11 Volterra Semiconductor Corporation Switching regulator control system and method
US7498690B2 (en) * 2004-12-01 2009-03-03 Texas Instruments Incorporated System and method for regulating power in a multiple-output switching converter
US7157888B2 (en) * 2005-06-06 2007-01-02 Aimtron Technology Corp. Light loading control circuit for a buck-boost voltage converter
US7495419B1 (en) 2006-04-03 2009-02-24 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for PFM buck-or-boost converter with smooth transition between modes
US8129961B2 (en) 2006-08-15 2012-03-06 St-Ericsson Sa DC/DC-converter
US8536840B2 (en) * 2009-03-17 2013-09-17 Linear Technology Corporation Bidirectional power converters
US20110210712A1 (en) * 2010-03-01 2011-09-01 Tagare Madhavi V AC or DC POWER SUPPLY EMPLOYING SAMPLING POWER CIRCUIT
US8981737B2 (en) 2011-03-08 2015-03-17 Intersil Americas LLC High efficiency PFM control for buck-boost converter
CN103187854B (zh) * 2011-12-31 2016-01-20 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于控制电源转换器中的dcm-ccm振荡的***和方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7733072B2 (en) * 2007-08-27 2010-06-08 Texas Instruments Incorporated Step-down/step-up DC/DC converter apparatus and method with inductor current threshold value adjusting
US7652453B2 (en) * 2007-10-26 2010-01-26 Broadcom Corporation Topology for a positive buck-boost switching regulator
CN102427294A (zh) * 2011-09-14 2012-04-25 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种开关型调节器的恒定时间控制方法、控制电路以及应用其的开关型调节器

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