CN1046602C - 综合快速功率潮流控制器 - Google Patents

Abstract

直流侧耦合的最好是电压源式的第一和第二逆变器利用耦合变压器分别与输电线路并联和串联。控制第一逆变器的GTO可控硅的起始导通以，便调节输电线上的无功功率和向第二逆变器提供所需的有功功率。控制第二逆变器，以便向输电线路串联引入一个可以调节幅值和相对于输电线路电压相位由0°到360°变化的电压，从而选择性地调节输电线路电压幅值、输电线路阻抗和输电线路电压相角中的一个或多个电量。

Description

综合快速功率潮流控制器

本发明涉及用于控制在交流电力传输线路上的功率潮流的装置，尤其是一种可以控制无功功率潮流、输电线路阻抗、输电线路器电压幅值以及输电线路电压相角之中的一种或多种的功率潮流控制器。

通过交流输电线路的电功率潮流是线路阻抗、发送端和接收端电压幅值以及这些电压之间相角的函数。到目前为止，电力传输***设计已感受到这3种确定功率潮流的参数不能足够快地控制以便适应***的动态工况。此外，已有的变量控制装置通常仅利用3种变量：阻抗、电压或相角中的其中之一进行补偿或控制。即，输电***已设计利用固定的或以机械方式转换的串联和并联的无功补偿、连同电压调节和移相变压器带分接头的转换器，以便在稳态或缓慢变化的负载状态下实现线路阻抗的最优化、电压变化最小以及控制功率潮流。通常通过加大储备设计来处理***的动态问题；电力传输***按照宽裕的稳定条件设计，以便能从各种故障造成线路和发电机停用以及设备故障引起的最坏事故状况恢复。当然，这种大储备设计导致了输电***的利用率低的问题。

近年来，能源，环境，公用道路以及费用问题已经限制延缓建造发电设施和新的输电线。这就使得必须改变传统的电力***的观念和实践；更好地利用现有的电力***已变得更为迫切。

如果在***受到动态扰动之后的过程中能够快速控制功率潮流，只有如此，才能在不明显降低供电可靠性的前提下更充分地利用电力传输***。

电力***通常会受到各种程度的扰动。例如某些发电机或某些并联输电线为了维修可能断开。大的负载可能投合和断开。还可能由于绝缘击穿或设备故障，引起线路接地或线间短路。这些扰动可能导致传输的电功率的突然急剧地增加或减少。电功率是由利用某种产生机械功率的汽轮机驱动旋转的发电机提供的。汽轮机的机械输出功率不能迅速改变以便使机械功率与新的所要求的快速变化的电功率相平衡。因而迫使发电机加速或减速。在某些发电机中转速的变化引起相对于在由其它发电机在线路的另一端处维持的稳定角位置产生相应的角位置变化。发送端和接收端发电机之间的角位置变化改变了传输的电功率的量值。一旦扰动结束(故障清除，新的输电***形成，新的发电电压或所需新的负载形成)，受到干扰的发电机试图按照与电力***新的稳定状态相适合的新的角位置运行。然而，发电机连同相应的汽轮机具有很大的转动惯量，因此，通常只有在“过调”或振荡之后才会达到新的角位置。当然，这些暂态的角度变化和振荡表现为暂态的电功率变化和振荡。在极端的情况下，这些暂态的变化是不能稳定的；输入的机械功率和发出的电功率不可能重新稳定，角度“过调”持续增加(即机组保持加速)直至发电机事故停机，还可能由于电力***阻尼不足，发生角振荡维持不变，甚至增长。最终这也将导致电力***解裂。

电力***满足负载需求提供电功率的能力用术语“稳定”来表示。术语“稳定”意指电力***中的发电机趋于同步运行。术语“暂态稳定”意指在接续主要扰动(故障、发电机失步等)电力***可以恢复正常运行。术语“动态稳定”意指接续引起功率振荡的较少扰动，电力***可以恢复正常运行。换句话说，动态稳定的电力***具有可靠的阻尼。

近15年来，在用于交流电力传输***的动态补偿和控制的快速的可控硅控制设备的开发方面花费了相当大的精力。这种可控硅控制设备选取利用确定功率潮流的3个电力***参数中的一个参数：电压，阻抗和相角。因此，可控硅控制的静态无功功率补偿器、可控硅控制的串联补偿器以及可控硅控制的移相变压器已经或正在开发，以便对输电线路电压(通过控制无功功率潮流来实现)，线路阻抗和相位移进行控制。

可控硅控制的静态无功功率补偿器通过产生向输电***提供的无功功率或从输电***吸收无功功率，用来间接控制输电线路电压，以及因此控制传输的功率。这些静态无功功率补偿器对于影响功率潮流的动态变化具有快速响应(1到2个周期)，并具有足够的VA额定容量，能够显著地增加电力***的暂态和动态稳定。

本静态无功功率补偿器采用固定的和/或可控硅控制的电容器连同可控硅控制的电抗器。在电容性的输出范围内，该固定的和可控硅转换的电容器以阶状方式按正的变化方式接近所需产生的无功功率(为了形成所需的传输电压值)以及可控硅控制的电抗器吸收过剩的电容性的无功功率。在电感性的输出范围内，可控硅控制的电抗器运行在适当的导通角，以便保证吸收所需的无功功率。通过电容器转换和电抗器控制的适当配合，无功功率输出可以连续地快速地在设备的电容性的和电感性的额定容量之间变化。静态的无功功率补偿器正常运行调节输电***的电压，有时选择性地进行适应的电压调节以便使功率振荡衰减。

最近，一种新开发的以完全不同方式实施的静态无功功率补偿器利用耦合变压器采用与输电线路并联的固态开关变换器。该开关变换器通常是一利用门控可关断(GTO)可控硅的作为电压源的逆变器，利用直流储能电容器工作产生与交流***电压V同相的输出电压。逆变器输出电压V_o的幅值能够相对于交流***电压V的幅值快速控制。当V_o=V时(忽略耦合变压器的匝数比)，逆变器没有吸收电流。然而，当V_o＞V时，经过变压器的漏电感由逆变器吸收的电流是纯电容性的。而当V_o＜V时，由逆变器吸收的电流变为电感性的。因此，通过控制在V_omax和V_omin的额定值间的逆变器的输出电压使电抗性的输出电流可以从最大电容性的到最大电感性的电流连续地进行改变。

如上所述，通过控制整条线路的阻抗也可以改变传输线上的电功率。通过提供可控的串联线路补偿，降低(或增加)该线路的电抗可以实现这一点。可控硅控制的串联线路补偿器，与并联的静态无功功率补偿器相似，或者利用可控硅开关控制的电容器或者利用并有可控硅控制的电抗器的固定的串联电容器都可以实施。

在我们共同所有的US专利No5198746中提出了一种新颖的固态串联补偿的线路方案，其采用开关电源式变换器。在这种***中，电压源式的逆变器用于将电压V_C(交流基波频率)串联接入线路。由逆变器产生的电压V_C与线路电流相位差90°(滞后)。通过使V_C的幅值与线路电流的幅值成比例，可以准确地再现串联(电容性的)补偿的效果。

然而在实际的***中还没有实现可快速控制的移相器。已经提出并以实验室模型评估的一些方案，它们采用可控硅控制的带分接头转换的变压器，与在常规的机械转换的带分接头转换的变压器中采用的技术相似的技术相适应。

在原理上，可控硅开关控制的带分接头转换的变压器装置利用该引入式变压器可以改变与线路电压按90°相位差方式叠加的电压的幅值，以便控制输电线的发送端和接收端电压之间的相角。

带分接头转换的变压器型的移相器实行阶状方式控制，不过阶的量级通过适当地选择匝数比可以使之降到最少。例如，利用按比例1∶3∶9的3个不相同的变压器绕组和一个开关装置，该装置可以旁路绕组或使绕组极性相反；使得可以实现总的阶数为27。

可控硅控制的按分接头转换的变压器装置还存在的一个主要缺点是不能产生或吸收无功功率。当线路引入一相位差90°的电压时，向线路提供的或由线路吸收的无功功率一定是利用交流电源***由线路吸收或提供到线路上的。通常与无功功率传输相关的大的电压降在很多应用场合将会趋于使用于功率潮流控制的按分接头转换的移相器无效。

本发明的主要目的是提供一种输电***功率潮流控制器，该控制器可以快速响应，以便按动态方式实时单独控制无功功率、输电线路阻抗、输电线路电压和输电线路电压相角中的任一项或者进行综合控制。

利用一种综合的快速功率潮流控制器的本发明实现这些和其它目的，该控制器用于控制交流输电***中的电功率潮流，该***包括含有二端的输电线以及在所述二端之间按照选择的输电线路电压和基波频率传输交流电流，所述控制器包含：开关电源式变换器装置，产生按照所述交流电流的所述基波频率的交流电压；耦合装置，将由所述开关电源式变换器装置产生的交流电压与所述的输电线路电压相串联；以及控制装置，用于控制由所述开关电源式变换器装置按照所述基波频率产生的交流电压，其特征在于，该控制装置将由所述开关电源式变换器装置产生的交流电压控制成为所需的幅值和相对于所述输电线路电压的一定的相角，以便选择性地独立地或协调地调节所述输电线路的有效的阻抗，在所述输电线路的所述二端处的电压间的有效相角以及输电线路电压幅值，因此，控制在所述输电线路中的功率潮流。

该变换器可以与输电线路串联引入一可选择幅值和相对于输电线路电压的相位在0°到360°之间的一定相角的电压。这种对于所引入的电压的幅值和相角的选择的完全的自由度为调节如下***参数：输电线电压幅值、输电线阻抗和输电线电压相角中的一项或多项提供了可能。根据本发明的一个优选实施例，如果利用另一个逆变器提供用于引入这一电压所需的有功功率是有利的，该逆变器与输电线并联，并利用一个最好包括一直流耦合电容器的直流耦合装置连接到另一逆变器。与输电线并联的逆变器通常称为第一逆变器。通过调节第一逆变器的交流电压的一个分量的幅值，而该电压与输电线的电流相位差90°，可以控制该第一逆变器来调节输电线上的无功功率。通过调节这一电压的相角，利用第二逆变器通过该直流耦合装置第一逆变器可以提供所需的有功功率。

每个逆变器可以包含利用级间的变压器相互连接的一组6脉冲式逆变器，以便形成适用于高功率潮流控制***的更高量级的脉冲组。最好，第一和第二逆变器是电压源式可控制的逆变器并可相互转换，以便使制造经济和易于使用。

结合附图阅读，由对各优选实施例的如下介绍可以完整地理解本发明，其中：

图1是根据本发明的综合功率潮流控制器的示意线路图。

图2是一矢量相位图，表示利用图1中所示的控制器加入到输电***的电压和与输电***中的电压之间的关系。

图3表示对于构成图1中的功率潮流控制器的一部分的各逆变器的逆变器极性和输出电压波形。

图4A和4B并列放置一起构成该用于本发明的功率潮流控制器的高功率潮流逆变器***的示意电路图。

图5表示反映图1中的功率潮流控制器的简化的功能示意图。

图6是一矢量相位图，用于解释本发明的工作原理，表示所选择的一个参考量用来表示图中相关的***变量。

图7是以构成图1中的功率潮流控制器的一部分的控制***的方块图形式表示的示意图。

图8以更详细的方式表示图6中的控制***中的某些元件。

参照图1，采用门控可关断(GTO)可控硅可或类似功率半导体元件的两个开关电源式变换器1和2利用一个公用的直流耦合电容器4工作，形成本发明的综合的功率潮流控制器5。实际上一个变换器与在序号为07/760627的同时申请待审的US专利申请中所描述的固态可控串联补偿器中所采用的电压源式逆变器相似，该申请上文已讨论此处引用可供参考。另一个逆变器1与在上述的固态静态无功功率补偿器方案中所使用的电压源式的逆变器相似。

变换器2用于产生基波频率的可控幅值的电压V(pq)，该电压利用该串联的耦合变压器(或引入变压器)7叠加到输电线6上的***电压V上。这一引入电压V(pq)对于交流***电压的相位关系是任选的(即是可充分控制的)，可以使相位相差90°，或具有其它相位关系，如在图2的矢量相位图中所表示的。因此，该引入的电压可以用于直接电压控制(变换器2的输出电压按照相位叠加到***电压上)，以便进行移相(该引入的电压是是两个分量的矢量和，一个分量代表用于电压控制的同相的分量，另一个分量是用于相角控制的正交的分量)。变换器2的输出可还用于提供串联补偿，以便控制线路阻抗。在这种情况下，相对于线路电流按90°相位差引入该电压。实际上，假如需要，通过产生所需各个分量电压和产生它们的矢量和作为变换器2的输出，可以同时控制所有这些量。

与线路串联引入的电压主要用作与由交流***中的发电机产生的***相串联的基波频率的电压源。流经引入式的电压源的电流与在引入点处的输电线6中的电流相同，并且基本上是由传输的电功率和线路的阻抗特性确定的。该引入式电压源的VA额定值(即适应这种VA的功率变换器2的额定值)是由最大引入电压和最大线路电流的乘积决定的。这个总的VA是由两个分量组成的，一个是由最大线路电流和与这个电流同相的最大引入电压的分量确定的最大有功功率分量，而另一个是由最大线路电流和与这一电流相位差90°的最大引入电压分量确定的最大无功功率分量。用于提供变换器2的功能的电压源式的逆变器可以在内部按照电压/阻抗/相角控制的结果产生所有交换的无功功率和按照它的直流输入功率提供有功功率。

在该优选实施例中经过耦合变压器8与交流***并联的也为一个电压源式的逆变器的开关控制式变换器1是受控的，以便由交流***向公用的直流连接端处提供所需的有功功率。由于变换器1正像变换器2一样，可以与在它的直流连接端处输送的有功功率无关，在其交流连接端产生或吸收无功功率，接着通过适当地控制，还可以实现独立的静态无功功率补偿器的功率，对输电网络提供无功功率补偿，因此，进行了间接的电压和功率潮流的控制。

正如上面解释的，所提出的具有控制逆变器1和2中的GTO可控硅3的起始导通的适当的控制器9的功率潮流控制器装置，可以在一体的设备中按任意组合的方式提供现有技术的输电***补偿/控钢设备的所有可实现的功能；静态无功功率补偿器、可控串联式补偿器，用于直接调节电压的可控硅控制的按分接头转换的变压器，以及用于移相的可控硅控制的按分接头转换的变压器。此外，所提出的功率潮流控制器的总的VA额定值并没有超过用于单一功能的现有技术的可控硅控制的按分接头转换的变压器型的移相器单独所需的额定值。还应指出，现有技术的移相器不仅不能为外部网络补偿提供无功功率，而且不能在内部在正常的移相过程中产生或吸收无功功率；所利用的所有无功功率都必须由交流***或由单独的无功功率源例如静态无功功率补偿器提供。

为了保证所提出的功率潮流控制器的功能和容量，在基本方案中以变换器1和2表示的两个电压源式的逆变器必须按这样一种方式利用一个公用的直流电容器耦合装置工作，即可以独立地控制所选择的网络参数(即电压、阻抗、相角和无功功率)以协调地控制所需的总的有功功率(包括由于进行直接电压控制，相角控制和内部逆变器的损耗)。

分析逆变器(变换器)1，流入逆变器的交流连接端或由其流出的有功功率，因此亦即流入或流出直流耦合装置的有功功率是由逆变器产生的交流电压相对于交流***电压的相角确定的。另一方面，在逆变器的交流连接端流入或流出的无功功率是由逆变器和交流***的电压之间的幅值差所确定的；如果这个差是零(逆变器电压的幅值与***电压相同)，则无功功率为0；如果这一差值是正的(逆变器电压的幅值较高)，则逆变器提供(电容性的)无功功率；以及如果这一差值是负的(逆变器电压幅值较小)则逆变器消耗(电感性的)无功功率。用于实现全额无功功率输出所需的电压差主要由耦合变压器8的漏阻抗确定；一般不大于正常***电压的15％。因此，为了单独地控制有功和无功功率，标称的直流耦合装置电压必须足够大，以便使逆变器1产生的输出电压的幅值与在耦合变压器8的二次侧处的交流***电压的幅值相近似。

将所需的交流电压串联引入线路的利用逆变器(变换器)2的解决方案是十分不同的。在这个实例中，产生一个由幅值和相对于一参考矢量(例如***电压或线路电流矢量)的相角表示的交流电压矢量，以满足功率潮流的要求。在静态工作点，这个电压矢量可以为0(无电压控制、无移相和无阻抗补偿)，如果交流输出电压的幅值直接与直流耦合装置电压相关，这时只需要为0或很小的直流耦合装置电压。随着引入电压矢量的幅值增加，直流耦合装置电压也必须直接按比例增加。通过电压引入形成所需的有功功率直接出现在直流连接端，而所需的无功功率将由逆变器在内部自动地产生。直流耦合装置必须能够提供所需的有功功率(经过逆变器1)，否则逆变器2的输出电压可能不能维持。

为了使逆变器1(与在产生零无功功率时的交流***电压的幅值相对应的直流耦合装置电压相对较高以及对于额定的无功功率输出由逆变器1产生适中的变化)和逆变器2(直流耦合电压与引入的电压的幅值按比例增加，对于零引入电压为零直流耦合装置电压)的不同的基本运行要求适当关联，在本优选实施例中，假设逆变器21和逆变器2两者产生的输出电压的幅值利用公知的技术胺脉宽调制(PMW)或利用装有公用的耦合变压器的两个(组)逆变器产生的电压求矢量和可以在内部进行控制。利用这种装置，直流耦合装置电压(利用逆变器1)可以保持在与由任一逆变器产生的最高输出电压相对应的基本恒定的数值下。应指出，这种装置不是必须要求运行在提出的方式下运行。实际上，例如逆变器1可以在没有内部电压控制的情况下运行。在这种情况下，直流耦合装置电压将按照由这一逆变器(其围绕着代表交流***电压的标称值的静态值的一般大约±15％变化)进行的无功功率补偿建立起来。逆变器2将利用内部的(例如PWM)控制机构适当地改变直流耦合装置电压来控制它本身的输出电压的幅值。

用在所提出的串联补偿的实施例中的电压源式的逆变器2，按照最简单的构成包含6个自换向的半导体开关，例如门控可关断(GTO)可控硅3，每个可控硅并联一个反向并连的二极管9，如图1所示。通过将直流输入电压顺序地经过适当的逆变器开关连接到3个输出端，利用连接到逆变器的输入端的直流电源(由充电的电容器4提供)逆变器1和2每个可以产生指定频率的准方波的电压波形。在图3中表示了各逆变器开关的工作情况和在开关“二极”(VA、VB和VC)的中心和在输出端(VAB,VAC和VCA)处产生的电压波形。

运行中产生图3中所示的输出电压波形的图1中所示的基本的逆变器2对于大多数实用场合会产生过大的畸变。此外，其不能独立于直流耦合装置电压而控制输出电压的幅值。由于这些原因，对于实用的场合，要考虑输虑出电压波形的构成，以便使产生的谐波降至最小，和能够控制基波分量。已经有各种公知的技术，例如脉宽调制和多相脉冲波形合成(谐波抵消)结合利用各单独的逆变器组产生的形成相位移的基波分量的矢量合成(例如“双馈式的”耦合变压器装置)来实现这一要求。

在图4A和4B中示意表示了用于功率潮流控制器5′的高功率变换器***。在这种装置中，关联变压器8的Y接的3个原边绕组8PA、8PB和8PC经过三相隔离开关10连接到三相输电线6上。变压器8的副边的每相绕组8SA、8SB和8SC由逆变器1的部分1L和1R经过级间变压器的装置11和12双路馈电。逆变器1和每个部分1L及1R都分别包含4个6脉冲式逆变器组1L1-1L4以及1R1-1R4。在这些6脉冲式逆变器组中的每一个中，标号13代表GTO可控硅3和与之相关的并联二极管9。按举例方式，并联变压器8的C相的副边绕组8SC经过级间变压11C和12C在相应的二端处馈电。变压器绕组11C的相应的二端由绕组11CL和11CR馈电。绕组11CL的相应的二端又由6相脉冲组1L1和1L2的C相馈电，而绕组11CR的相应的二端由6相脉冲组1L3和1L4中的C相馈电。与之相似，脉冲组1R1和1R2中的C相GTO可控硅馈电到变压器绕组12CL的相应的二端，同时，6脉冲组1R3和1R4连接到级内的变压器12CR的相应的二端。变压器12CL和12CR连接到变压器12C的相应的二端。通过适当控制6脉冲组的起始导通角，逆变器部分1L和1R开通，产生的48个脉冲电压通过并联变压器施加到输电线路6。按照本发明，控制8个6脉冲组中的GTO可控硅的起始导通角，以便适当地调节利用并联变压器8向输电线6提供的电压的幅值和相角。

在图4B中所示的高功率逆变器***5′中的逆变器2也是具有两个部分2L和2R的48脉冲式的逆变器***，每个部分分别具有4个6脉冲式逆变器模2志2L1-2L4和2R1-2R4，通过级间的变压器14和15连接到引入变压器7副边的三相绕组7SC、7SA和7SB的各相应的连接端上。3个原边绕组7PC、7PA和7PB通过闭合开关16和断开断路器17与三相输电线6串联。通过控制在逆变器模块中GTO可控硅的起始导通角，根据本发明可控制由逆变器向输电线6引入的电压的幅值和相对于输电线电压的相角。

再参阅图1，控制两个电压源式的逆变器的控制器18是所提出来的功率潮流控制***5的整体的一部分。它的主要功能是以协调的方式控制两个逆变器1和2，以便保证：

(1)串联引入线路6的逆变器2的交流输出电压具有适当的幅值和相角，以便满足在引入变压器7的输出端对于受控的***参数(线路阻抗、相角、电压幅值)的瞬时需求，按照利用施加到控制器18的相关参考信号确定的参数使功率传输实现最佳；以及

(2)利用并联的变压器8连接到交流***上的逆变器1的交流输出电压具有适当的幅值和相角，以便保证逆变器2所需的有功功率以及在引入变压器7的输入端产生或吸收无功功率，以便调节在根据外部参考信号限定的点处的电压。

构成控制器18以便接收外部产生的参考信号。这些信号用在适当的闭合控制回路，迫使逆变器产生与参考信号相一致的输出电压。通过外部测量交流***的相关参数产生参考信号。然而这并不是本发明的一部分，在序号为07/760628的US专利申请介绍了各种技术，这里引用作为参考是适宜的。

为了确定和检验通过控制两个电压源式的逆变器1和2实施的控制方案，必须首先建立一个代表***的动态工况的模型。图5表示功率潮流控制器5的简化的功能性的模型。表示的两个逆变器1和2作为理想的电压变换器，每个都将其直流侧的电压(Vdc)变换为瞬时相角为θ和瞬时幅值为T·Vdc的一组平衡的三个正弦交流侧电压，按如下方式形成 $\left[\begin{array}{c}{e}_{a1}\\ e_{b1}\\ e_{c1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{T}_1{v}_{\mathrm{dc}}\cos \left({\mathrm{\Θ}}_1\right)\\ T_1{v}_{\mathrm{dc}}\cos ({\mathrm{\Θ}}_1-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ T_1{v}_{\mathrm{dc}}\cos ({\mathrm{\Θ}}_1+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_{a2}\\ e_{b2}\\ e_{c2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{T}_2{v}_{\mathrm{dc}}\cos \left({\mathrm{\Θ}}_2\right)\\ T_2{v}_{\mathrm{dc}}\cos ({\mathrm{\Θ}}_2-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ T_2{v}_{\mathrm{dc}}\cos ({\mathrm{\Θ}}_2+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]$ 在每一种情况下，通过适当地控制逆变器中的功率开关3确定τ和θ。这些参数可以响应于由控制***18提供的参考信号(τ^*,θ^*)快速而独立地改变。这些参考信号仅是对于该来的控制输入信号。

图5表示通过理想的变压器7A、7B和7C与输电线串联的逆变器2的交流侧电压。因此忽略了变压器中的漏阻抗的影响，并假设逆变器2的交流侧电流与输电线电流成比例。所示的逆变器1的交流侧经过代表在实际线路中与输电线6并联的变压器8(见图1)的等值漏电感连接到输电线路上。

图5对于在等效电源电路中的各支路中的电流和电压按惯例确定了标识符和极性。此外，使用了常规的矢量表示法，以表示三相成组的变量(电流和电压)的瞬时值。按照这种表示法，三相成组参数中的每一组的瞬时值用在正交的(d,q轴)参考平面中的坐标限定的二维矢量来表示其特征，该参考平面按这样一种方式确定，即d轴总是(通过定义)与所选择的参考矢量相一致。在这种情况下，参考矢量是在逆变器1的连接点处的输电线电压。下面要介绍的图8说明了在这种参考平面中的所有相关的***矢量是怎样由相关的三相参数得到的。在图6中的矢量相位图表示了这些矢量。

引入这种矢量表示法是由于在所选择的参考平面内的d、q轴矢量分量便于介绍瞬时的功率潮流。在逆变器1的实例中，由输电线通过的瞬时功率为

    P₁=3/2·V·i_d1                             公式2因此，电流分量i_d1计及所有的有功功率，与i_q1的数值无关。因此，i_q1定义为在这个支路中的“瞬时的无功电流”，我们可以定义瞬时无功功率为

    Q₁=3/2·V·i_q1                             公式3

控制***设法分别控制这两个分量，以便满足所需的有功功率(对于直流电容器电压控制)和所需的无功功率(对于外部来统控制)。在逆变器2的实例中，交流侧端电压矢量

(e_d2,e_q2)有效地叠加到参考电压矢量(V,0)上，以便产生可调节的输出电压矢量V(V′_d,V′_q)。由于 实际上可以瞬时地指定一个相对于

的任选的相角和任选的幅值(在限值之内)，

可以在相同角和幅值方面快速精确地调节。

图6表示对于典型的稳态运行工况的来统矢量的相互关系。应注意，如果矢量

假设取任选的相角，逆变器2将必然通过来自输电线的有功功率。这个功率由下式给出：

P₂=3/2(e_d2·i_d2+e_q2·i_q2)    公式4忽略在逆变器中的功率损耗，假设在每一种情况下，交流侧连接端的功率等量地出现在直流连接端。由于逆变器2具有改变它的有功功率的自由度，因此，逆变器1必须产生等量相反的有功功率加上由于损耗需补充的附加有功功率量值，使电容器电压维持在设定的数值下。

图7中表示了控制***18。外部控制器20利用所测量的各种变量，包括由逆变器1向输电线***提供的三相电流i_a1-i_c1，流经第二逆变器的交流电流i_a2-i_c2以及在逆变器1连接到输电线上的点处的输电线上的线电压V_ab-V_cb，连同各参考输入量和上面讨论的所确定的参数设定值，以便对于利用逆变器2引入到输电线中的电压为在经变换的参考***中的幅值e₂ ^*设定参考值。通过在组件21中用Vdc除以e₂ ^*将这一参考电压变换为固定参考平面中的坐标值，以便产生幅值参考值τ₂ ^*，并且在求和节点23处将角度参考值α₂ ^*与由矢量锁相回路22产生的角度φ求和，以便产生相角参考值θ₂ ^*。将参考值τ₂ ^*和θ₂ ^*施加到用于逆变器2的门控电路24，使逆变器2中的GTO可控硅起始导通，以便按所需的幅值和相角产生引入电压。

如前所述，利用逆变器2控制

是很一般的并且实际上可以做到瞬时控制。因此，这种控制***主要涉及控制逆变器1的交流侧电流(i_d1,i_q1)，以便维持直流侧电压和满足所需的分流的无功功率Q₁ ^*，其也是通过外部控制器20产生的。

控制器通过所测的矢量 的反馈进行控制，该矢量具有的分量i_d1,i_q是利用由锁相回路22产生的角度φ由逆变器1的交流电流i_a1,i_b1和i_c1利用旋转轴坐标变换功能元件23产生的。在稳态平衡的正弦工况下

矢量是恒定的。在和-差功能元件24和25中分量i_d1,i_q1分别与参考值i_d1 ^*,i_q1 ^*相比较，以便产生d和q轴误差信号。每个信号分别通过一个比例加积分补偿组件26、27。在组件28中测量线路电压矢量

的幅值，并通过求和节点29朝前提供到d轴控制的前向通道，以便消除由于输电线的动态干扰带来的影响。形成的d和q轴信号限定了对于逆变器1所需的交流侧电压矢量e_d1 ^*,e_q1 ^*。因此，控制器利用e_d1来影响i_d1的数值以及利用e_q1来影响i_q1。所以，在d和q轴电量之间存在交叉耦合，因而在e_d1和e_q1中的变化也会分别在i_q1和i_d1中产生变化。闭环分析已经表明这些相互作用并不明显地有损于***的动态性能。然而，d-q轴的交叉耦合可以通过将项ωLi_q1经过节点30前向反馈到d轴误差通道和将项ωLi_d1前馈到q轴误差通道而消除，如由图7中的虚线所表示。L是并联变压器8的漏电感，ω是***基波频率。

电流参考矢量的两个分量i_d1 ^*和i_q1 ^*是由各个电源产生的。参考值i_q1 ^*是由利用外部控制***20产生的所需的无功功率按照上述公式3通过在组件31中来以一个标量系数2/3以及在除法功能元件32中将该结果除以矢量幅值V简单运算产生的。另一方面，决定由逆变器1通过的有功功率的i_d1 ^*包含两个在节点33求和的两个分量。这两个分量中的第一个是在逆变器2的直流端测量的逆变器2的有功功率的负值。因此，在乘法器34中直流电流i_dc2与直流电压Vdc相乘，乘积P^*在组件35中乘以系数2/3进行定标，然后在除法组件36中除以电压幅值V。形成的信号使得逆变器1的有功功率能快速调节，跟踪逆变器2的任意发生的有功功率变化。

i_d1 ^*的第二部分来自反馈控制回路的误差信号，该反馈回路造成将直流耦合装置电压V_dc调节到参考值V_dc ^*。在差分功能组件37中产生所测量的直流耦合装置电压V_dc和参考值V_dc ^*之间的误差。在组件38中对误差进行比例加积分控制。这个回路补偿***功率损耗和其它非理想的作用，否则这些作用会使V_直流的数值反复无常地变化。

数值e_d1 ^*和e_q1 ^*代表在旋转参考坐标***中由逆变器2引入的电压的实数和虚数部分。在组件39中矢量

变换为极坐标下的e_d1 ^*和α₁ ^*。利用除法器功能元件40使幅值e₁ ^*对直流耦合装置电压V_dc归一化，产生幅值参考值τ₁ ^*。由锁相回路22产生的角度φ在求和节点41中叠加到α₁ ^*上，产生一个参考相角θ₁ ^*。如图7所示，τ₁ ^*和θ₁ ^*用作对于逆变器1的门控装置42的输入量。

图8更详细地表示图7中的控制***中的某些元件。矢量分离器43由所测量的线间电压Vab和Vcb产生按旋转坐标参考***产生电压V的实数部分V_ds和虚数部分V_qs。通过在组件44中对V_ab乘以标量系数2/3，在组件45中对V_cb乘以系数1/3进行定标以及在节点46产生它们的差值得到该实数部分V_ds。在组件47中通过来以标量系数- 产生虚数部分V_qs。矢量幅值计算器28由实数部分V_ds和虚数部分V_qs产生输电线路电压幅值V。

矢量锁相回路22产生相角φ，用以使逆变器GTO可控硅的起始导通与输电线路电压相同步。在组件48中实数部分V_ds乘以在组件49中产生的角度φ的正弦。在差分节点50中由在组件51中计算的电压的虚数部分V_qs与由组件52中中产生的φ的余弦的来积中减去上述这一乘积V_dsSinφ。在组件53中对这一差值进行比例如积分控制，其组件54中进行积分以便产生角度φ。

角度φ由旋转轴坐标变换组件23采用，以便由所测量的逆变器1的三相电流产生逆变器1的电流的实数和虚数部分。在组件55-57中将三相电流ia1、ib1和ic1分别乘以φ的正弦函数，其结果以负数形式在节点58处求和，以便按旋转轴参考***产生逆变器1的电流的虚数部分。与之相似，在组59-61将所测量的电流乘以φ的余弦函数，在节点62求和以便产生实数部分id1。

本发明的潮流控制器以成一体的设备执行了此前由各单体设备实施的所有控制功能。逆变器2的运行可以调节在输电线上的无功功率，同时向逆变器2提供有功功率。逆变器2可以用于单独地或同时地调节线路阻抗、电压相角或电压幅值。因此，本发明的潮流控制器利用变换器2通过调节线路阻抗来限制故障电流。通过调节输电线路阻抗或通过相角调节，还可以用于均衡并联输电线中的电流。本发明的潮流控制器的另一优点是它仅引入基波频率的电压，因此不会产生准同步的谐振。另一方面，如果在输电线上已有电容器，它可用于使振荡衰减。所有这些都可以经济地实现在于逆变器1和2是相同的，因而在制造过程中为提高经济性提供了可能。

虽然，已经详细地介绍了本发明的各具体实施例，对本技术领域的技术人员应理解，根据所公开的整体的构思对于其中的细节可以进行各种改进和替换。因此，所公开的各特定装置仅是说明性的而不是限定性的，本发明的范围是由所提出的权利要求和其所有等效物的全部特征所指定的。

Claims (16)

1．一种功率潮流控制器(5)，用于控制在交流输电***中的电功率潮流，该***包括一含有两端的输电线路(6)和在所述两端间按所选择的输电线路电压和基波频率传输交流电流，所述控制器包含：开关电源式变换器装置(2)，按照所述交流电流的所述基波频率产生交流电压；耦合装置(7)，将由所述的开关电源式变换器装置产生的交流电压与所述输电线路电压串联耦合；以及控制装置(18)，控制由所述开关电源式变换器装置按照所述基波频率产生的交流电压；其特征在于，该控制装置将由所述开关电源式变换器装置产生的交流电压控制成为所需的幅值和相对于所述输电线路电压的一定的相角，以便选择性地，单独或协调控制所述输电线路的有效阻抗，在所述输电线路的所述二端的电压之间的有效相角，和输电线路电压幅值，因此控制所述输电线路中的功率潮流。

2．如权利要求1所述的功率潮流控制器，其特征是所述的开关电源式变换器装置包含一直流向交流转换的逆变器(2)和向所述逆变器提供直流功率的装置(1)。

3．如权利要求2所述的功率潮流控制器，其特征是所述的向所述直流向交流转换的逆变器提供直流功率的装置包括一附加的直流向交流转换的逆变器(1)；将所述附加逆变器的直流端连接到所述直流向交流转换的逆变器的直流端的装置；以及将所述的附加逆变器的交流端耦合到交流电源上的装置(8)。

4．如权利要求3所述的功率潮流控制器，其特征是所述的交流电源是所述输电线路(6)。

5．如权利要求1所述的功率潮流控制器，其特征是的开关电源式变换器装置包含交流向交流的变换器装置(1,2)，用于在输出端产生所述交流电压；以及用于将交流功率提供到所送交流向交流的变换器装置的输入端的装置。

6．如权利要求5所述的功率潮流控制器，其特征是所述的向所述交流向交流的变换装置提供交流功率的装置包括将所述输入端耦合到输电线路的装置(8)。

7．如权利要求1所述的功率潮流控制器，其特征是的控制装置(18)通过控制由所述的开关电源式变换器装置产生的交流电压的可控幅值和相角来有选择地调节所述输电线路的有功和无功串联阻抗。

8．如权利要求1所述的功率潮流控制器，其特征是的控制装置(18)包括：第一装置，用于产生与所述输电线路串联耦合的所述交流电压的所需幅值和相角，以便形成所选择的输电线路阻抗，所选择的输电相角和所选择的输电线路电压，在所述输电线路中形成所选择的功率潮流；以及第二装置，响应于所述第一装置，用于控制所述开关电源式变换器装置，以便产生所述交流电压。

9．如权利要求1所述的功率潮流控制器，其特征是的开关电源式变换器装置包含：第一直流向交流转换的逆变器装置(1)，其交流端与输电线路并联并具有直流端；第二直流向交流转换的逆变器装置(2)，其交流端与所述输电线路相串联以便引入交流电压并具有直流端；以及直流耦合装置，其连接所述第一和第二逆变器的直流端；以及其中控制装置(18)控制所述输电线路(6)和所述第一逆变器(1)之间的有功和无功功率交换，该逆变器(1)为所述第二逆变器(2)按照所选择的功率因数提供有功功率；所述控制装置还控制所述第二逆变器装置，以便产生具有所选择的幅值和在0°到360°之间的所选择的相角的所送交流电压，形成所选择的输电线路阻抗、所选择的输电相角和所选择的输电线路电压，从而控制通过所述输电线路的功率潮流。

10．如权利要求9所述的功率潮流控制器，其特征是所述的控制装置(18)是一个为所述第一和第二逆变器提供门控信号的矢量控制器，所述控制器包含：锁相回路装置(22)，用于产生代表交流输电线路电压矢量相角的一个角度信号；幅值计算器装置(28)，用于产生代表输电线路电压矢量幅值的幅值信号，并列配置的变压器装置(23)，用于产生代表与所述第一逆变器装置的交流电流同相的第一电流信号以及代表与所述第一逆变器装置的交流电流相位差90°的第二电流信号；直流电压控制装置，用于为所述第一逆变器产生同相的交流电流参考信号；参考装置，用于对于所述相位差90°的交流电流产生相位差90°的参考信号，对于所述第二逆变器产生交流电压矢量幅值参考信号和对于所述第二逆变器产生交流电压矢量角度参考信号；装置(42)，根据所述角度信号、所述幅值信号、所述第一电流信号、所述第二电流信号、所述同相的交流电流参考信号为所述第一逆变器产生门控信号；以及装置(24)，根据所述角度信号，所述交流电压矢量幅值参考信号和所述交流电压矢量角度信号为所述第二逆变器产生门控信号。

11．如权利要求10所述的功率潮流控制器，其特征是所述的直流电压控制装置响应于代表所述第一逆变器和所述第二逆变器之间的直流电压的直流电压反馈信号、代表所述第二逆变器的直流电流的直流电流反馈信号以及代表所需直流电压值的直流电压参考信号进行控制。

12．如权利要求10所述的功率潮流控制器，其特征是所述的参考装置响应于代表输电线路电压矢量、输电线路电流矢量，和所述第一逆变器的交流电流矢量的各种信号中的至少一种进行工作。

13．如权利要求10所述的功率潮流控制器，其特征是所述的直流耦合装置包括用于存储有功功率的能量存储装置。

14．如权利要求13所述的功率潮流控制器，其特征是所述的能量存储装置包含电容器装置。

15．如权利要求10所述的功率潮流控制器，其特征是所述的第一和第二逆变器两者都是电压源式逆变器。

16．如权利要求10所述的功率潮流控制器，其特征是所述的第一和第二逆变器两者都是电流源式逆变器。

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