CN104638634A - 主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法，由主电源控制直流母线电压，采用电压电流双环控制方式，该方法针对直流微电网中可能出现的两种振荡模式，通过改进主电源的控制***，新增以输出电压和输出电流为反馈量的反馈通道，形成两组对应的振荡抑制环节，高频分量振荡抑制环节是将反馈量直流母线输出电压通过高频带通滤波器后作为补偿量加到主电源控制***的参考电压上；低频分量振荡抑制环节是将反馈量主电源的输出电流通过低频带通滤波器后作为补偿量加到主电源控制***的参考电压上。本发明可以保证***的稳定运行，实现简单，可靠性较高。

Description

主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法

技术领域

本发明是一种直流微电网中能抑制***振荡失稳的控制方法，属于分布式发电微网技术领域。

背景技术

随着用户对供电可靠性和电能质量的关注度不断提高以及太阳能、风能等各种形式的可再生能源大量利用，微电网作为分布式电源接入电网的有效途径得到了国内外学者的广泛关注。微电网一般是指将多种分布式电源、储能装置和负荷通过电力电子装置连接起来的小型电网形式，既能并网运行，与传统大电网交换能量，又能独立运行，成为一个能稳定运行的孤立***。

相对于交流微电网来说，直流微电网拥有很多显著特征。首先，大多数的分布式电源，如光伏电池、风力发电机等，基本上都是输出直流电(或者存在直流的中间环节)；而众多的家用电器和办公设备本质上都需要直流电源才能正常工作。如果将它们接到直流微电网中，能够减少转化环节，提高能源利用率。同时，直流微电网中没有设备间的同步问题以及无功功率流动，使得变流器之间的协调控制更为简便。

目前，对于直流微电网中的振荡抑制方法多为分布式控制，即需要改进***中所有并联电力电子装置的控制回路。但是当***的结构发生变化时，如投入新的电源或者切除直流负荷，这些分布式的阻尼控制器参数都需要进行相应调节，否则可能影响***的正常运行。这也给现实应用带来困难。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的上述不足，提供一种主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法。本发明的技术方案如下：

一种主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法，由主电源控制直流母线电压，采用电压电流双环控制方式，其特征在于，该方法针对直流微电网中可能出现的两种振荡模式，通过改进主电源的控制***，新增以输出电压v_dc和输出电流i_o为反馈量的反馈通道，形成两组对应的振荡抑制环节，并作为补偿量加到主电源控制***的参考电压v_dcref上，两组振荡抑制环节能分别抑制***中可能出现的高频振荡和低频振荡，其中，

高频分量振荡抑制环节是将反馈量直流母线电压v_dc通过高频带通滤波器后作为补偿量加到主电源控制***的参考电压上，从而抑制可能出现的高频振荡，所采用的传递函数为：

$G_{\mathrm{com}1}\left(s\right)=K_1\frac{2{\mathrm{\ξ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s}{s^2+2{\mathrm{\ξ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s+{{\mathrm{\ω}}_1}^2}$

其中ω₁取主电源闭环控制传递函数△v_dc/△v_dcref的谐振频率；ξ₁为高频带通滤波器的带宽，取值为1；K₁作为比例增益用来协调***阻尼与***稳定性的关系，根据***的特征根分布图选取较优参数，取值范围0.3-0.7；

低频分量振荡抑制环节是将反馈量主电源的输出电流i_o通过低频带通滤波器后作为补偿量加到主电源控制***的参考电压上，从而抑制可能出现的低频振荡，所采用的传递函数为：

$G_{\mathrm{com}2}\left(s\right)=K_2\frac{2{\mathrm{\ξ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s}{s^2+2{\mathrm{\ξ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s+{{\mathrm{\ω}}_2}^2}$

其中ω₂取恒功率负载入口侧LC滤波器的谐振频率；ξ₂为低频带通滤波器的带宽，取值为0.2；K₂根据***的特征根分布图选取较优参数，取值范围0.3-0.7。

作为优选实施方式，所述的直流微电网振荡抑制方法，主电源闭环控制传递函数为：

$\frac{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dc}}}{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{ref}}}=\frac{(1-D)V_{\mathrm{dc}}{G}_i{G}_v-(\mathrm{sL}+R_L)I_L{G}_i{G}_v}{(\mathrm{sL}+R_L+V_{\mathrm{dc}}{G}_i)(\mathrm{sC}-I_L{G}_i{G}_v)+(1-D+I_L{G}_i)(1-D+V_{\mathrm{dc}}{G}_i{G}_v)}$

其中C、L/R_L、D分别为主电源变流器的稳压电容、滤波电感及等效电阻和开关管的占空比，G_i、G_v分别为内外环PI控制器的传递函数，由该传递函数画出伯德图，高频带通滤波器的ω₁取谐振尖峰所对应的频率。

本发明采用集中式的阻尼控制策略，将主电源作为直流***的阻尼控制器，仅需利用主电源的本地信息，无需增加额外的传感器等硬件电路，无需利用通讯。通过改进主电源的控制回路，以主电源出口侧的电压电流为反馈信号，引入附加的振荡抑制器，就能抑制直流***中可能出现的不同频率的振荡现象，保证***的稳定运行。该方法实现简单，可靠性较高。

附图说明

图1为本发明的主从模式下直流微电网***结构图；

图2为本发明直流微电网***特征根分布图；

图3为本发明主电源闭环控制传递函数△v_dc/△v_dcref伯德图；

图4为本发明主电源小信号控制框图；

图5为本发明主电源等效输出阻抗Z_{out_cl}(s)频率特性图；

图6为本发明主电源振荡抑制方法控制回路框图；

图7为本发明直流微电网***加入振荡抑制器后仿真波形图。

具体实施方式

下面根据说明书附图，详细地介绍一下本发明的技术方案。

典型主从模式下直流微电网***的结构如图1所示。该直流微电网主要由一个主电源、若干个从电源以及直流负荷构成，其中各分布式电源、储能等均等效为理想的直流电压源，直流负荷均用电阻表示。考虑到实际电路中分布式电源离负荷会有一定距离，该直流微电网中从电源均通过一段线路连接至直流母线。微电网中的DC-DC变流器采用Boost型拓扑结构，主电源为电压电流双环控制，以维持直流母线电压恒定，从电源采用电流控制，为负载提供所需的功率。

本发明基于直流微电网***的稳定性分析结论。如图2所示，通过小信号分析可得，***中存在两组不稳定的特征根，其中特征根1为高频振荡分量，特征根2为低频振荡分量。当特征根1或2进入z域单位圆外部时，直流微电网***振荡失稳。

本发明提出了一种基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法，将主电源作为集中式的阻尼控制器，利用本地的数据采集信息，改进主电源的控制回路，实现抑制***振荡的功能。具体方法如下：

1)在每个采样周期开始时，利用A/D采样电路采集主电源输出侧的电容电压值v_dc、输出电流值i_o和DC-DC变流器的电感电流值i_L，并将转化后的数字量发送给变流器的控制模块。

2)利用数字算法将电容电压值v_dc通过高频振荡分量滤波器处理后得到电压参考的补偿分量v_com1。该高频分量振荡抑制器本质上是由一个带通滤波器和比例补偿器构成，其传递函数可以表示为

$G_{\mathrm{com}1}\left(s\right)=K_1\frac{2{\mathrm{\ξ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s}{s^2+2{\mathrm{\ξ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s+{{\mathrm{\ω}}_1}^2}$

其中ω₁取主电源闭环控制传递函数△v_dc/△v_dcref的谐振频率；ξ₁为带通滤波器的带宽，通常可以取值为1；K₁作为比例增益用来协调***阻尼与***稳定性的关系，可以根据***的特征根分布图选取较优参数，一般为0.3-0.7。

图3中的实线为主电源闭环控制传递函数△v_dc/△v_dcref的伯德图，其表达式如下

$\frac{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dc}}}{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{ref}}}=\frac{(1-D)V_{\mathrm{dc}}{G}_i{G}_v-(\mathrm{sL}+R_L)I_L{G}_i{G}_v}{(\mathrm{sL}+R_L+V_{\mathrm{dc}}{G}_i)(\mathrm{sC}-I_L{G}_i{G}_v)+(1-D+I_L{G}_i)(1-D+V_{\mathrm{dc}}{G}_i{G}_v)}$

其中C、L/R_L、D分别为主电源变流器的稳压电容、滤波电感及等效电阻和开关管的占空比，G_i、G_v分别为内外环PI控制器的传递函数。图3中实线的谐振尖峰是产生失稳特征根1的根本原因，因此带通滤波器的ω₁需要取谐振尖峰所对应的频率。图3的点线代表增大稳压电容C后的频率特性，发现谐振峰值明显减小。当保持电容C的值不变，高频分量振荡抑制器投入运行，由图3虚线所示，该控制器可以起到与增大电容容量相同的效果。

3)利用数字算法将主电源输出电流i_o通过低频振荡分量滤波器处理后得到电压参考的补偿分量v_com2。该低频分量振荡抑制器本质上是由一个带通滤波器和比例补偿器构成，其传递函数可以表示为

$G_{\mathrm{com}2}\left(s\right)=K_2\frac{2{\mathrm{\ξ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s}{s^2+2{\mathrm{\ξ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s+{{\mathrm{\ω}}_2}^2}$

其中ω₂取恒功率负载入口侧LC滤波器的谐振频率；ξ₂为带通滤波器的带宽，为了减小与高频带通滤波器之间的相互影响，通常可以取值为0.2；K₂决定了该谐振频率下主电源等效输出阻抗的大小，可以根据***的特征根分布图选取较优参数，一般为0.3-0.7。

为了验证该振荡抑制器调节主电源等效阻抗的能力，下面推导了小信号下主电源的等效输出阻抗求解方法。

图4为主电源小信号控制框图，虚线部分为附加的低频分量振荡抑制控制回路，可得主电源的等效输出阻抗Z_{out_cl}(s)为

$Z_{\mathrm{out}\_\mathrm{cl}}\left(s\right)=-\frac{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dc}}\left(s\right)}{{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right)=0}=\frac{Z_{\mathrm{out}}+Z_{\mathrm{out}}{G}_{\mathrm{id}}{G}_i-A_{\mathrm{io}}{G}_{\mathrm{vd}}{G}_i}{1+G_{\mathrm{id}}{G}_i+G_{\mathrm{vd}}{G}_v{G}_i}$

其中开环电压增益A_vo(s)为

$A_{\mathrm{vo}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dc}}\left(s\right)}{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right),\mathrm{\Δd}\left(s\right)=0}=\frac{1-D}{{\mathrm{LCs}}^2+R_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2}$

开环输出阻抗Z_out(s)为

$Z_{\mathrm{out}}\left(s\right)=-\frac{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dc}}\left(s\right)}{{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right),\mathrm{\Δd}\left(s\right)=0}=\frac{\mathrm{Ls}+R_L}{{\mathrm{LCs}}^2+R_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2}$

控制占空比-输出电压传递函数G_vd(s)为

$G_{\mathrm{vd}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\Δv}}_{\mathrm{dc}}\left(s\right)}{\mathrm{\Δd}\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right),{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right)=0}=\frac{-{\mathrm{LI}}_{L}s-R_L{I}_L+V_i}{{\mathrm{LCs}}^2+R_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2}$

开环输入导纳Y_io(s)为

$Y_{\mathrm{io}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\Δi}}_L\left(s\right)}{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right),\mathrm{\Δd}\left(s\right)=0}=\frac{\mathrm{Cs}}{{\mathrm{LCs}}^2+R_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2}$

输入电流-电感电流传递函数A_io(s)为

$A_{\mathrm{io}}\left(s\right)=-\frac{{\mathrm{\Δi}}_L\left(s\right)}{{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right),\mathrm{\Δd}\left(s\right)=0}=\frac{-(1-D)}{{\mathrm{LCs}}^2+R_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2}$

控制占空比-电感电流传递函数G_id(s)为

$G_{\mathrm{id}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\Δi}}_L\left(s\right)}{\mathrm{\Δd}\left(s\right)}{|}_{{\mathrm{\Δv}}_i\left(s\right),{\mathrm{\Δi}}_o\left(s\right)=0}=\frac{{\mathrm{CV}}_{\mathrm{dc}}s+I_L(1-D)}{{\mathrm{LCs}}^2+R_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2}$

图5为主电源的等效输出阻抗Z_{out_cl}(s)的频率特性，图中的实线和虚线分别代表加入低频分量振荡抑制器前后主电源的等效输出阻抗。由图易得，当该振荡抑制器投入运行后，主电源在设计谐振频率处的等效输出阻抗增加，因此能在不增加***额外损耗的基础上抑制***谐振。

4)主电源电压外环的参考v_ref由直流电压参考v_dcref、补偿电压分量v_com1和v_com2三部分组合而成。电压外环由变流器出口侧稳压电容电压v_dc和PI控制器组成，为电流内环提供电流参考i_ref。电流内环由电感电流i_L和PI控制器组成，最后生成Boost型DC-DC变流器的调制波信号d。

5)调制波信号与三角波进行比较，得到开关管的占空比信号，从而控制变流器开关管的开通与关断。

图6为主电源振荡抑制方法控制回路框图。

图7为直流微电网***加入振荡抑制器后的仿真波形图，图7(a)、(b)分别代表直流母线电压v_dc和主电源输出电流i_o瞬时值波形。用Matlab/Simulink搭建如图1所示的仿真模型，t＝2.5s时刻负载投入运行，此时直流***中出现了两种频率的振荡分量，***振荡失稳。t＝2.7s、2.8s时刻高频和低频分量振荡抑制器先后投入使用。由图可以看出：2.7s时直流***中相对高频的振荡分量消失，失稳特征根1重新回到z域单位圆内部；2.8s时刻相对低频的振荡分量幅值逐渐减小，3.1s后母线电压和输出电流重新恢复稳定，***回到正常运行状态。因此本发明所提出的一种主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法切实可行，能有效增大***阻尼，抑制***中出现的周期性振荡，保证***稳定运行。

Claims (2)

1.一种主从模式下基于带通滤波器的直流微电网振荡抑制方法，由主电源控制直流母线电压，采用电压电流双环控制方式，其特征在于，该方法针对直流微电网中可能出现的两种振荡模式，通过改进主电源的控制***，新增以输出电压v_dc和输出电流i_o为反馈量的反馈通道，形成两组对应的振荡抑制环节，并作为补偿量加到主电源控制***的参考电压v_dcref上，两组振荡抑制环节能分别抑制***中可能出现的高频振荡和低频振荡，其中，

高频分量振荡抑制环节是将反馈量直流母线电压v_dc通过高频带通滤波器后作为补偿量加到主电源控制***的参考电压上，从而抑制可能出现的高频振荡，所采用的传递函数为：

$G_{\mathrm{com}1}\left(s\right)=K_1\frac{2{\mathrm{\ξ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s}{s^2+2{\mathrm{\ξ}}_1{\mathrm{\ω}}_{1}s+{{\mathrm{\ω}}_1}^2}$

其中ω₁取主电源闭环控制传递函数△v_dc/△v_dcref的谐振频率；ξ₁为高频带通滤波器的带宽，取值为1；K₁作为比例增益用来协调***阻尼与***稳定性的关系，根据***的特征根分布图选取较优参数，取值范围0.3-0.7；

低频分量振荡抑制环节是将反馈量主电源的输出电流i_o通过低频带通滤波器后作为补偿量加到主电源控制***的参考电压上，从而抑制可能出现的低频振荡，所采用的传递函数为：

$G_{\mathrm{com}2}\left(s\right)=K_2\frac{2{\mathrm{\ξ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s}{s^2+2{\mathrm{\ξ}}_2{\mathrm{\ω}}_{2}s+{{\mathrm{\ω}}_2}^2}$

其中ω₂取恒功率负载入口侧LC滤波器的谐振频率；ξ₂为低频带通滤波器的带宽，取值为0.2；K₂根据***的特征根分布图选取较优参数，取值范围0.3-0.7。

2.根据权利要求1所述的直流微电网振荡抑制方法，其特征在于，主电源闭环控制传递函数为：

$\frac{\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{\Δ}{v}_{\mathrm{ref}}}=\frac{(1-D)V_{\mathrm{dc}}{G}_i{G}_v-(\mathrm{sL}+R_L)I_L{G}_i{G}_v}{(\mathrm{sL}+R_L+V_{\mathrm{dc}}{G}_i)(\mathrm{sC}-I_L{G}_i{G}_v)+(1-D+I_L{G}_i)(1-D+V_{\mathrm{dc}}{G}_i{G}_v)}$

其中C、L/R_L、D分别为主电源变流器的稳压电容、滤波电感及等效电阻和开关管的占空比，G_i、G_v分别为内外环PI控制器的传递函数，由该传递函数画出伯德图，高频带通滤波器的ω₁取谐振尖峰所对应的频率。