CN104633225A - 一种快速电磁阀的驱动控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种快速电磁阀的驱动控制电路，具有精度高、稳定性好、控制信号简单等特点。该驱动控制电路根据电磁阀固有特性对强激电流及维持电流的强度或持续时间进行调节，主要包括输出电路和反馈电路；所述输出电路中针对强激电流和维持电流的控制分别设置有两路通用定时器，能够产生两路输出信号OUT1及OUT2，当其中任意一个信号为高电平时，晶体管V1或V2导通，那么MOSFET管V3将导通，PWM_OUT+输出+28V，驱动电磁阀工作；反馈电路主要包括差分运算放大电路和分压电路，电磁阀的负端PWM_OUT-接到反馈电路中的采样电阻。

Description

一种快速电磁阀的驱动控制电路

技术领域

本发明涉及一种快速电磁阀的驱动控制电路。

背景技术

快速电磁阀是发动机燃油调节***的一个执行部件，可广泛地应用于航空、舰船、汽车等领域，通过控制快速电磁阀有规律的打开与关断，能够实现燃油流量的调节，从而控制发动机的转速变化。

快速电磁阀自20世纪70年代问世以来，国内外许多厂家及公司对其结构与控制方法进行了研究，我国有关快速电磁阀的研究始于20世纪80年代后期。快速电磁阀驱动电路主要采用分立元件搭建组成，近年来也涌现出一些由专用集成电路实现的快速电磁阀驱动电路。有的驱动控制电路是通过控制电源的输出时间来控制电磁阀的开闭，但是不能精确地控制电流。有些驱动电路是通过严格的软件设计来实现对电磁阀电流的控制，软件的稳定性对控制的好坏影响很大。

发明内容

本发明提出了一种快速电磁阀的驱动控制电路，以解决现有技术控制精度不理想、稳定性不高的问题。

本发明根据电磁阀固有特性对强激电流及维持电流的强度或持续时间进行调节，在实现燃油流量精确控制的同时，也能够降低功耗、减少电磁阀的发热量及实现电磁阀的快速打开与关断。

本发明提出的技术方案如下：

1、电流波形 

本发明所研究的快速电磁阀的驱动电流采用了阶梯波叠加三角颤振波的形式，阶梯波形使得在不降低安全系数的条件下，电磁活门的功耗大幅度降低，并且温升小，效率高；而三角颤振波减小了电磁活门的摩擦滞环，对提高电磁阀的响应速度和控制精度十分有益。

典型驱动电流波形示意图见图1所示，其控制过程如下：为了快速、稳定的打开电磁阀，减少吸合动作时间τ₁，因此需要控制产生一个大于吸合动作电流I_q1的强激电流I_n，允许其在△I_n范围内波动；当快速电磁阀打开后，只需要一个相对较小的维持电流I_y就可以 保持电磁阀的吸合状态，维持电流接近释放动作电流I_q2，因此能够减少释放动作时间τ₂，维持电流允许在△I_y范围内波动。

图中T₁为一个脉冲周期中的吸合时间，T为脉冲周期，占空比q＝T₁/T×100％，通过改变T₁或T可以调节q，控制燃油流量，改变发动机工作状态。

2、电路设计 

快速电磁阀控制***组成如图2所示，PWM控制信号可由DSP的PWM输出功能产生或由其它有类似功能的芯片或电路产生，输出电路主要由通用定时器、晶体管、MOSFET管及续流二极管组成，反馈电路由采样电阻、运算放大器及分压电路组成。

输出电路如图3所示，D1含有双通用定时器(也可由两个单独的通用定时器组成)，能够产生两路输出信号OUT1及OUT2，当其中任意一个信号为高电平时，晶体管V1或V2导通，那么MOSFET管V3将导通，PWM_OUT+输出+28V，驱动电磁阀工作，电流逐渐上升，V4及V5为续流二极管，能够保护V3。当OUT1及OUT2均为低电平时，V1与V2保持截止状态，V3处于夹断状态，电流流经V4、V5并逐渐减小，直至电流为零，电磁阀不工作。

通用定时器D1的功能表如表1所示，当RESET为低电平时，OUTPUT输出为低电平；当RESET为高电平时，根据TRIGGER和THRESHOLD相对于和的大小不同，OUTPUT将输出对应的状态。

表1双通用定时器D1功能表

图4为快速电磁阀的连接方法，输出电路中的PWM_OUT+接电磁阀的正端，电磁阀的负端PWM_OUT-接到反馈电路中的采样电阻。

反馈电路如图5所示，采样电阻R7为快速阀电流采样电阻，D2、R5、R6、R8及R9组成差分运算放大电路，通过采样电阻，将电流信号转换成电压信号，再经过差分运放，将电压信号放大，R10、R11、R12和R13、R14、R15分别组成分压电路，THR1、TRI1 和THR2、TRI2反馈到D1，根据表1中的真值关系，可以分别控制强激电流及维持电流。

THR1及TRI1用于控制强激电流，对应的分压电阻为R10、R11、R12，根据强激电流I_n及强激电流波动范围△I_n，得到强激电流的允许最大值I_n max及最小值I_n min。

当强激电流低于最小值I_n min时，要控制V3打开，PWM_OUT+输出+28V，使电磁阀工作，电流增加，所以有如下等式(由于R7远小于R6+R8，因此流过R6、R8的电流可忽略)：

$(I_{n\min }\×R7)\×\frac{R8\×(R5+R9)}{R5\×(R6+R8)}\×\frac{R12}{R10+R11+R12}=\frac{1}{3}\×V_{+}---\left(1\right)$

其中(I_n min×R7)为电流采样电阻R7采得的电压，等式左端为强激电流最小时TRI1处的分压，从此式可以看出，当电流小于I_n min时，则TRI1处的分压小于假设RESET一直保持高电平，则根据表1可知，OUTPUT输出高电平，则V3打开，PWM_OUT+输出+28V，快速电磁阀工作，电流逐渐上升。

当强激电流高于最大值I_n max时，要控制V3关闭，+28V不输出，电流经过续流二极管V4及V5，并逐渐减小，有如下等式：

$(I_{n\max }\×R7)\×\frac{R8\×(R5+R9)}{R5\×(R6+R8)}\×\frac{R11+R12}{R10+R11+R12}=\frac{2}{3}\×V_{+}---\left(2\right)$

等式左端为强激电流最大时THR1处的分压，由此式可知，当电流大于I_n max时，THR1处的分压大于且TRI1处的分压也大于假设RESET一直保持高电平，根据表1可知，OUTPUT输出低电平，则V3关闭，+28V不输出，快速电磁阀电流逐渐下降。

当电流下降到小于I_n min时，则TRI1处的分压小于OUTPUT输出高电平，则V3打开，+28V输出，快速电磁阀工作，电流逐渐上升；当电流上升到大于I_n max时，V3再次关闭，电流逐渐下降；这种电流往复变化的过程产生了三角颤振波，直到RESET为低电平时，定时器不工作，此过程结束。

根据式(1)及式(2)，I_n min、I_n max、V₊已知，选定R5～R9的阻值及R10、R11、R12其中一个电阻的值，可以解出另外两个电阻的值。

THR2及TRI2用于控制维持电流，对应的分压电阻为R13、R14、R15，根据维持电 流I_y及维持电流波动范围△I_y，得到维持电流的允许最大值I_y max及最小值I_y min，同理可得：

$(I_{y\min }\×R7)\×\frac{R8\×(R5+R9)}{R5\×(R6+R8)}\×\frac{R15}{R13+R14+R15}=\frac{1}{3}\×V_{+}---\left(3\right)$

$(I_{y\max }\×R7)\×\frac{R8\×(R5+R9)}{R5\×(R6+R8)}\×\frac{R14+R15}{R13+R14+R15}=\frac{2}{3}\×V_{+}---\left(4\right)$

选定R5～R9的阻值及R13、R14、R15其中一个电阻的值，则可以解出另外两个电阻的值。

以上为电路的设计及分析过程。

本发明的优点是可以精确地依据公式(1)～(4)来更换R10～R12及R13～R15的阻值，从而分别调整强激电流及维持电流来适应快速电磁阀的特性要求，同时本发明具有精度高、能够降低功耗的优点。

本发明能够同时、分别地高精度控制强激电流及维持电流，控制信号简单，稳定性高。

附图说明

图1是快速电磁阀控制信号的电流波形；

图1中，I_n—强激电流；△I_n—强激电流波动；I_q1—吸合动作电流；N—振荡次数；I_y—维持电流；△I_y—维持电流波动；I_q2—释放动作电流；f_τ—波动频率；τ₁—吸合动作时间；τ₂—释放动作时间；T₁—一个脉冲中吸合的时间；T—脉冲周期。

图2是快速电磁阀控制信号产生电路的组成示意图；

图3是输出电路设计图示；

图4是快速电磁阀两端信号连接示意图；

图5是反馈电路设计图示；

图6是PWM控制信号及快速电磁阀控制脉冲电流波形图示。

具体实施方式

下面结合该电路在某电子控制器项目中的试验，具体讲解这种电路的实施方式及使用效果。

控制通用定时器D1的RST1及RST2信号由DSP的事件管理器产生，两路控制信号RST1、RST2及最终得到的脉冲波形如图6所示，图中10ms至40ms对应一个完整的脉冲周期。

RST1、RST2分别由属于DSP事件管理器的***功能管脚PWM1、PWM3控制，这两个控制信号由比较单元1及比较单元2产生，共同使用通用定时器1。10～40ms为通用定时器1的一个计数周期，20ms处产生比较单元1的比较匹配，RST1翻转；30ms处产生比较单元2的比较匹配，RST2翻转；40ms处产生通用定时器1的周期匹配，周期寄存器重载，进入下一个脉冲周期。此过程中不需产生任何中断，节省***资源，若想改变周期或占空比，只需更改周期寄存器或比较寄存器的值。

在10～20ms时，RST1及RST2均为高电平，V1、V2打开，+28V输出，快速电磁阀工作，电流逐渐上升，由于强激电流的最大值大于维持电流的最大值，所以电流升至大于维持电流最大值时，V2关断、V1依然保持打开，电流继续上升，直到电流大于强激电流最大值，V1、V2均关断，电流开始下降，当电流小于强激电流最小值时，V1打开，电流开始上升，当上升到大于强激电流最大值时，电流再次下降，一直重复此过程，因此10～20ms输出的是强激电流；20～30ms时，RST1为低电平，RST2为高电平，控制维持电流的电路工作，输出维持电流；30～40ms时，RST1及RST2均为低电平，双通用定时器不工作，电流下降到零并保持，快速电磁阀关闭。

根据某快速电磁阀特性，强激电流I_n为0.95A，强激电流波动△I_n最大为0.4A，维持电流I_y为0.65A，维持电流波动△Iy最大为0.3A，所以可设：I_n min＝0.75A，I_n max＝1.15A，I_y min＝0.5A，I_y max＝0.8A。选定采样电阻R7的阻值，根据电流变化范围及所选的采样电阻值，设置差分运算放大电路的放大倍数，然后选定R5、R6、R8、R9的阻值，其中R5＝R6，R8＝R9。

D1供电电压V₊＝+5V，将I_n min、I_n max、R5～R9及V₊＝+5V代入式(1)及式(2)，可得：R12≈3.28*R11，R10≈4.59*R11，选定R11的阻值，则可求出R10及R12的阻值。同理将I_y min、I_y max、R5～R9及V₊＝+5V代入式(3)及式(4)，可得：R15＝4*R14，R13＝2.2*R14，同理可获得R13、R14及R15的阻值。

通过控制RST1及RST2的高电平时间，可以控制强激电流、维持电流的保持时间，通过调整RST1、RST2均为低电平的时间，可以调节脉冲在周期内的占空比。

根据在某电子控制器中的实际验证，该电路能够实现快速电磁阀的快速打开与关闭，快速电磁阀的控制电流波形符合要求。

Claims (2)

1.一种快速电磁阀的驱动控制电路，其特征在于：快速电磁阀的驱动电流由强激电流和维持电流组成，所述驱动控制电路包括输出电路和反馈电路；

所述输出电路中针对强激电流和维持电流的控制分别设置有两路通用定时器，其中第一通用定时器设置有复位端RESET1、输入端THR1、输入端TRI1和输出端OUT1，第二通用定时器设置有复位端RESET2、输入端THR2、输入端TRI2和输出端OUT2；输出端OUT1和输出端OUT2相应的分别接至第一晶体管V1和第二晶体管V2的基极，这两个晶体管的发射极接地，集电极共接至MOSFET管V3的栅极，MOSFET管V3的漏极作为输出电路的驱动信号正极PWM_OUT+接电磁阀的正端；

反馈电路包括差分运算放大电路，差分运算放大电路中放大器D2的输出端分出两路由串联电阻构成的第一分压电路和第二分压电路，第一分压电路形成两个分压信号分别反馈至输入端THR1、输入端TRI1，第二分压电路形成两个分压信号分别反馈至输入端THR2、输入端TRI2；放大器D2的负相输入端经电阻接地；放大器D2的正相输入端分出两路，一路经电阻R8接地，另一路经串联的电阻R6、电阻R7接地，其中电阻R6、电阻R7之间的节点引出作为输出电路的驱动信号负极PWM_OUT-接电磁阀的负端。

2.根据权利要求1所述的快速电磁阀的驱动控制电路，其特征在于：MOSFET管V3的漏极接一组并联的续流二极管V4、V5。