CN104578162A - 一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口及参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口及参数设计方法，其特征在于：功率单元ABCN四桥臂输出侧均连接LCL型并网接口，参数设计步骤包括：1)建立综合性能评价指标；2)建立约束条件；3)并网接口参数求解；4)纹波抑制效果验证。首先对所有影响谐波补偿及开关次纹波抑制效果的参数建立评价指标，然后在此基础上建立约束条件，进而得到初步的并网接口参数，最后通过仿真及实验验证所取参数的合理性。所述参数设计过程是在相间解耦下进行的，参数设计的自由度更高。发明所提供的并网接口及参数设计方法，可以快速得到合理的并网接口参数，具有很好的可行性和实用价值。

Description

一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口及参数设计方法

技术领域

本发明涉及电力***领域，特别是电力电子技术中一种三相四桥臂式有源电力滤波器的并网接口及参数设计方法。

背景技术

随着非线性负荷的不断增多，电能质量问题正日益受到关注。有源电力滤波器(Active Power filter，APF)以其高度可控、快速响应的优势，逐渐成为治理谐波污染的首选设备。按照并入电网的结构分类，有源电力滤波器可以分为三相三线式(three-phasethree-wire，3P3W)和三相四线式(three-phase four-wire，3P4W)。实际应用中，大部分低压配电网为三相四线式，并且含有大量的不平衡负载以及单相负载，因而三相四线式有源电力滤波器应用较多。

按照主电路拓扑的不同，三相四线式有源电力滤波器可以分为两类：电容中点式(three-phase two-split-capacitor，3P2C)以及三相四桥臂式(three-phase four-leg，3P4L)。电容中点式拓扑结构需要考虑上下电容的均压问题，并且电容支路有较大电流通过，增加了设计的复杂性，因而三相四桥臂式结构应用较多。国内外学者针对三相四桥臂式有源电力滤波器展开了大量研究，主要围绕谐波检测算法、电流控制策略等。在电流控制策略中，需要考虑选取何种并网接口。目前较常用的两种并网接口结构为L型以及LCL型，优缺点如下：1)L型为有源电力滤波器的通用并网接口，结构简单，但是当谐波容量较大时，需要较大体积的电感元件，并且L型并网接口对高频纹波尤其是开关频次纹波电流的抑制效果不理想；2)LCL型为最近几年逐渐被应用的并网接口，具有更好的高频纹波电流抑制效果并且体积更小，但是参数设计较为复杂，需要考虑谐振频率、功率损耗等诸多因素。目前在各类文献中出现的LCL型并网接口主要为两种：1)三相三线式有源电力滤波器，ABC三桥臂输出侧均采用LCL型并网接口；2)三相四线式有源电力滤波器，ABC三桥臂输出侧采用LCL型并网接口，N相桥臂输出侧采用L型并网接口。当三相负载不平衡较严重或者电网中单相负载较多时，采用三相四线式有源电力滤波器治理谐波污染时，装置的N相中线输出电流较大，采用传统L型并网接口的纹波抑制效果不理想，因而考虑采用在N相桥臂输出侧也采用LCL型并网接口。目前国内外鲜有文献提出在三相四线式有源电力滤波器的ABCN四桥臂输出侧均采用LCL型并网接口。

三相四线式有源电力滤波器的ABCN四桥臂输出侧均采用LCL型并网接口，需要考虑如下两方面问题，即中线纹波电流的抑制需求较高并且ABCN存在相间耦合，从而增加了并网接口参数的设计难度。

发明内容

发明目的：针对现有技术的不足，本发明提出一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口及参数设计方法，能够有效抑制ABC相及N相高频纹波尤其是开关频次纹波电流，提高谐波补偿精度。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口，其特征在于：包括逆变器侧电感、滤波支路和网侧电感，其中逆变器侧电感与网侧电感串联，滤波支路设置在逆变器侧电感与网侧电感之间，滤波支路由滤波电容和阻尼电阻串联组成，逆变器的ABCN四桥臂分别通过所述并网接口连接至电网。

进一步的，在本发明中，并网接口参数设计按照以下步骤进行：

步骤1：建立综合性能评价指标；

步骤2：通过约束条件建立不等式组，根据不等式求解出满足约束条件的综合性能评价指标的取值范围；具体的，这里可初步选取满足约束条件的P₂、ω_res、α，进而推导求解出其他综合性能评价指标的值；通过不断调整P₂、ω_res、α的预设值，最终使得所有综合性能评价指标都满足约束条件；

步骤3：根据并网接口参数与综合性能评价指标的关系式，对并网接口参数进行求解；具体的，这里可根据并网接口参数与P₂、ω_res、α之间的关系式进行求解；

步骤4：通过仿真及实验验证步骤3中的并网接口参数的波纹抑制效果，确定并网接口参数的合理性。

进一步的，在本发明中，建立如下6组综合性能评价指标用于设计并网接口参数：

① $P_1={\left|G_{12}\right|}_{s=\mathrm{jn}{\mathrm{\ω}}_1}\≈{\left|\right\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\left\}\right|}_{{s=\mathrm{jn\ω}}_1}\≈(L_1+L_2)n{\mathrm{\ω}}_1,n=\mathrm{1,2,3}...N,$ 此处n取1

② $P_2={\left|G_{12}\right|}_{s=j{\mathrm{\ω}}_s}\≈{\left|\right\{Z_1\left(s\right)Z_2\left(s\right)/Z_3\left(s\right)\left\}\right|}_{s=j{\mathrm{\ω}}_s}\≈L_1{L}_{2}C{\mathrm{\ω}}_s^3$

③ $P_3={\left|G_{11}\right|}_{s=j{\mathrm{\ω}}_s}\≈{\left|Z_1\left(s\right)\right|}_{{s=\mathrm{j\ω}}_s}\≈L_1{\mathrm{\ω}}_s$

④ $P_4={\left|Z_3\left(s\right)\right|}_{{s=\mathrm{j\ω}}_1}\≈\frac{1}{C{\mathrm{\ω}}_1}$

⑤ $P_5={\left|G_{12}\right|}_{s=j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}}\≈(L_1+L_2)\mathrm{CR}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^2=R/(1-\mathrm{\α})/\mathrm{\α},$ 其中α＝L₁/（L₁+L₂）

⑥ ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{1}{L_{p}C}},{\mathrm{\ω}}_{01}=\sqrt{\frac{1}{L_{1}C}},L_p=L_1{L}_2/(L_1+L_2)$

其中：P₁为所述并网接口谐波补偿频次阻抗；P₂为所述并网接口开关频次阻抗；P₃为所述并网接口逆变器侧开关频次阻抗；P₄为所述并网接口滤波支路的基波频次阻抗；P₅为所述并网接口的串联谐振频次阻抗；ω_res为所述并网接口的串联谐振频率；ω₀₁为所述并网接口的网侧并联谐振频率；G₁₁表征逆变器侧电压与逆变器侧电流之间的阻抗；G₁₂表征所述并网接口的阻抗；Z₁为所述并网接口的逆变器侧阻抗；Z₂为所述并网接口的网侧阻抗；Z₃为所述并网接口的滤波支路阻抗；L₁为所述并网接口的逆变器侧电感；L₂为所述并网接口的网侧电感；n为谐波补偿频次；N为谐波补偿电流的最高频次；ω₁为基波角频率；ω_s为开关频率；R为滤波支路的阻尼电阻；C为滤波支路的滤波电容。

并且有：

$G_{11}\left(s\right)=\frac{\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\}(1+\frac{Z_1\left(s\right)//Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})}{(1+\frac{Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})}$

$G_{12}\left(s\right)=\left\{Z_1\left(s\right){+Z}_2\left(s\right)\right\}(1+\frac{Z_1\left(s\right)//Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})$

具体的，在步骤2中，建立约束条件如下：

约束条件①：I_rmsP₁≤mU_dc-E_rms

约束条件②：U_r/P₃≤I_r1，U_r/P₂≤I_r2

约束条件③：2ω_N＜ω_res＜0.5ω_s，2ω_gh＜ω₀₁

约束条件④：E₁/P₄＜I_c1，

约束条件⑤：P₅＞1，且1/3Cω_res＞R＞α(1-α)，1＞α≥0.5

其中：I_rms为有源电力滤波器四桥臂输出电流的额定值；E_rms为网侧电压；U_dc为直流侧电压；m为直流侧电压利用率；I_r1为逆变器侧开关频次纹波电流允许最大值；I_r2为网侧开关频次纹波电流允许最大值；U_r为开关频次纹波电压；ω_gh为电网电压谐波的最高频率；E₁为网侧电压的基波分量；I_c1为滤波支路流过的最大基波电流；ω_N为N次谐波补偿电流对应频率。

根据上述约束条件，计算出综合性能评价指标中P₁～P₄的极值：P_1max、P_2min、P_3min、P_4min。通过不断调整P₂、ω_res、α的取值，最终使得P₁、P₃、P₄、ω₀₁满足不等式组。通过约束条件建立的不等式组如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_2\&GreaterEqual;P_{2\min }\\ {4\mathrm{\&omega;}}_n^2<{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2<\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s^2}{4}\\ 1>\mathrm{\&alpha;}\&GreaterEqual;0.5\\ P_1={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\left(\frac{\mathrm{\&omega;}1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\&le;P_{1\max }\\ P_3={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\mathrm{\&alpha;}\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^2}\right)\&GreaterEqual;P_{3\min }\\ P_4=\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;}){\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^4{P}_2\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3{\mathrm{\&omega;}}_1}\right)\&GreaterEqual;P_{4\min }\\ {\mathrm{\&omega;}}_{01}^2={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2(1-\mathrm{\&alpha;})\&GreaterEqual;4{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{gh}}^2\end{array}\right.$

在步骤3中，将最终的P₂、ω_res、α代入下式：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\mathrm{\&alpha;}\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\\ L_2={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2(1-\mathrm{\&alpha;})\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\\ C=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}{\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;}){\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^4{P}_2}\\ \frac{1}{3C{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}>R>\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;})\end{array}\right.$

从而求解出并网接口参数L₁、L₂、C，并选取满足约束条件的R。根据上述步骤1～3分别求得ABC相并网接口的逆变器侧阻抗z₁、网侧阻抗z₂、滤波支路阻抗z₃和N相并网接口的等效阻抗。N相并网接口阻抗通过下式求得：

z_xn＝z_{xn_eq}-z_x/3 x＝1,2,3

其中，z_xn为N相并网接口阻抗，z_{xn_eq}为N相并网接口的等效阻抗，z_x为ABC相并网接口阻抗。通过N相并网接口阻抗，从而求得N相并网接口参数。

在步骤4中，根据获得的并网接口参数进行仿真及实验验证，并不断调整P₂、ω_res、α的取值并最终获得理想的并网接口参数。

有益效果：

(1)本发明所述的四桥臂有源电力滤波器并网接口参数设计是在各相解耦下独立进行的，参数设计的自由度更高，可以同时满足***的稳定要求和对中线电流纹波含量的抑制要求。

(2)相比较于传统的L型并网接口，根据所述设计方法得到的并网接口参数，开关频次纹波抑制效果较好，电抗器感值更低、体积更小。

附图说明

图1为所述并网接口参数设计的流程图；

图2为本发明的并网接口整体结构示意图；

图3为本发明的并网接口整体等效图；

图4为本发明的并网接口具体等效示意图；

图5为所述并网接口具体实施框图；

图6为应用所述并网接口的仿真波形；

图7为N相滤波支路投入前后的动态仿真波形；

图8为验证所述并网接口纹波抑制效果的实验波形；

图9为逆变器侧和网侧输出电流的FFT频谱对比；

图10为有源电力滤波器投入前后网侧电流畸变率对比。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示为所述并网接口参数设计的流程图。按照如下步骤进行：步骤1：建立综合性能评价指标；步骤2：通过约束条件建立不等式组，初步选取满足约束条件的P₂、ω_res、α，进而推导求解出其他综合性能评价指标的值；通过不断调整P₂、ω_res、α的预设值，最终使得所有综合性能评价指标都满足约束条件；步骤3：根据并网接口参数与P₂、ω_res、α的关系式，对并网接口参数进行求解；步骤4：通过仿真及实验验证步骤三中的并网接口参数的波纹抑制效果，确定并网接口参数的合理性。

进一步的，在本发明中，建立如下6组综合性能评价指标用于设计并网接口参数：

① $P_1={\left|G_{12}\right|}_{s=\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_1}\&ap;{\left|\right\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\left\}\right|}_{{s=\mathrm{jn\&omega;}}_1}\&ap;(L_1+L_2)n{\mathrm{\&omega;}}_1,n=\mathrm{1,2,3}...N,$ 此处n取1

② $P_2={\left|G_{12}\right|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;{\left|\right\{Z_1\left(s\right)Z_2\left(s\right)/Z_3\left(s\right)\left\}\right|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;L_1{L}_{2}C{\mathrm{\&omega;}}_s^3$

③ $P_3={\left|G_{11}\right|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;{\left|Z_1\left(s\right)\right|}_{{s=\mathrm{j\&omega;}}_s}\&ap;L_1{\mathrm{\&omega;}}_s$

④ $P_4={\left|Z_3\left(s\right)\right|}_{{s=\mathrm{j\&omega;}}_1}\&ap;\frac{1}{C{\mathrm{\&omega;}}_1}$

⑤ $P_5={\left|G_{12}\right|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}\&ap;(L_1+L_2)\mathrm{CR}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2=R/(1-\mathrm{\&alpha;})/\mathrm{\&alpha;},$ 其中α＝L₁/(L₁+L₂)

⑥ ${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{1}{L_{p}C}},{\mathrm{\&omega;}}_{01}=\sqrt{\frac{1}{L_{1}C}},L_p=L_1{L}_2/(L_1+L_2)$

其中：P₁为所述并网接口谐波补偿频次阻抗；P₂为所述并网接口开关频次阻抗；P₃为所述并网接口逆变器侧开关频次阻抗；P₄为所述并网接口滤波支路的基波频次阻抗；P₅为所述并网接口的串联谐振频次阻抗；ω_res为所述并网接口的串联谐振频率；ω₀₁为所述并网接口的网侧并联谐振频率；G₁₁表征逆变器侧电压与逆变器侧电流之间的阻抗；G₁₂表征所述并网接口的阻抗；Z₁为所述并网接口的逆变器侧阻抗；Z₂为所述并网接口的网侧阻抗；Z₃为所述并网接口的滤波支路阻抗；L₁为所述并网接口的逆变器侧电感；L₂为所述并网接口的网侧电感；n为谐波补偿频次；N为谐波补偿电流的最高频次；ω₁为基波角频率；ω_s为开关频率；R为滤波支路的阻尼电阻；C为滤波支路的滤波电容。

并且有：

$G_{11}\left(s\right)=\frac{\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\}(1+\frac{Z_1\left(s\right)//Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})}{(1+\frac{Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})}$

$G_{12}\left(s\right)=\left\{Z_1\left(s\right){+Z}_2\left(s\right)\right\}(1+\frac{Z_1\left(s\right)//Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})$

具体的，在步骤2中，建立约束条件如下：

约束条件①：I_rmsP₁≤mU_dc-E_rms

约束条件②：U_r/P₃≤I_r1，U_r/P₂≤I_r2

约束条件③：2ω_N＜ω_res＜0.5ω_s，2ω_gh＜ω₀₁

约束条件④：E₁/P₄＜I_c1，

约束条件⑤：P₅＞1，且1/3Cω_res＞R＞α(1-α)，1＞α≥0.5

其中：I_rms为有源电力滤波器四桥臂输出电流的额定值；E_rms为网侧电压；U_dc为直流侧电压；m为直流侧电压利用率；I_r1为逆变器侧开关频次纹波电流允许最大值；I_r2为网侧开关频次纹波电流允许最大值；U_r为开关频次纹波电压；ω_gh为电网电压谐波的最高频率；E₁为网侧电压的基波分量；I_c1为滤波支路流过的最大基波电流；ω_N为N次谐波补偿电流对应频率。

根据上述约束条件，计算出综合性能评价指标中P₁～P₄的极值：P_1max、P_2min、P_3min、P_4min。通过不断调整P₂、ω_res、α的取值，最终使得P₁、P₃、P₄、ω₀₁满足不等式组。通过约束条件建立的不等式组如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}{P}_2\&GreaterEqual;P_{2\min }\\ {4\mathrm{\&omega;}}_n^2<{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2<\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s^2}{4}\\ 1>\mathrm{\&alpha;}\&GreaterEqual;0.5\\ P_1={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\left(\frac{\mathrm{\&omega;}1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\&le;P_{1\max }\\ P_3={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\mathrm{\&alpha;}\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^2}\right)\&GreaterEqual;P_{3\min }\\ P_4=\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;}){\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^4{P}_2\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3{\mathrm{\&omega;}}_1}\right)\&GreaterEqual;P_{4\min }\\ {\mathrm{\&omega;}}_{01}^2={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2(1-\mathrm{\&alpha;})\&GreaterEqual;4{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{gh}}^2\end{array}\right.$

在步骤3中，将最终的P₂、ω_res、α代入下式：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\mathrm{\&alpha;}\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\\ L_2={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2(1-\mathrm{\&alpha;})\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\\ C=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}{\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;}){\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^4{P}_2}\\ \frac{1}{3C{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}>R>\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;})\end{array}\right.$

从而求解出并网接口参数L₁、L₂、C，并选取满足约束条件的R。根据上述步骤1～3分别求得ABC相并网接口的逆变器侧阻抗z₁、网侧阻抗z₂、滤波支路阻抗z₃和N相并网接口的等效阻抗。N相并网接口阻抗通过下式求得：

z_xn＝z_{xn_eq}-z_x/3x＝1,2,3 (1)

其中，z_xn为N相并网接口阻抗，z_{xn_eq}为N相并网接口的等效阻抗，z_x为ABC相并网接口阻抗。通过N相并网接口阻抗，从而求得N相并网接口参数。

在步骤4中，根据获得的并网接口参数进行仿真及实验验证，并不断调整P₂、ω_res、α的取值并最终获得理想的并网接口参数。

图2所示为本发明的并网接口整体结构示意图。包括逆变器侧电感L₁、滤波支路和网侧电感L₂，其中逆变器侧电感L₁与网侧电感L₂串联，滤波支路设置在逆变器侧电感L₁与网侧电感L₂之间，滤波支路由滤波电容C和阻尼电阻R串联组成，逆变器的ABCN四桥臂分别通过所述并网接口连接至电网。其中逆变器侧电感L₁包括ABC相逆变器侧电感L_1abc和N相逆变器侧电感L_1n；网侧电感L₂包括ABC相网侧电感L_2abc和N相网侧电感L_2n；滤波电容C包括ABC相滤波电容C_abc和N相滤波电容C_n；阻尼电阻R包括ABC相阻尼电阻R_abc和N相阻尼电阻R_n。

图3所示为本发明的并网接口整体等效图。Z₁为所述并网接口的逆变器侧阻抗，Z₂为所述并网接口的网侧阻抗，Z₃为所述并网接口的滤波支路阻抗(区别于z₁、z₂、z₃)。

图4所示为本发明的并网接口具体等效示意图。用受控电压源v_a、v_b、v_c、v_n分别代替逆变器的四个桥臂；i_1a、i_1b、i_1c、i_1n分别为ABCN的逆变器侧输出电流；i_2a、i_2b、i_2c、i_2n分别为ABCN的网侧输出电流；i_3a、i_3b、i_3c、i_3n分别为ABCN的滤波支路电流；E_a、E_b、E_c分别为ABC的网侧电压。z_1a、z_1b、z_1c、z_1n分别为ABCN的逆变器侧阻抗；z_2a、z_2b、z_2c、z_2n分别为ABCN的网侧阻抗；z_3a、z_3b、z_3c、z_3n分别为ABCN的滤波支路阻抗，有：

z₁＝z_1a＝z_1b＝z_1c

z₂＝z_2a＝z_2b＝z_2c

z₃＝z_3a＝z_3b＝z_3c

其中，z₁、z₂、z₃分别为ABC相并网接口的逆变器侧阻抗、网侧阻抗和滤波支路阻抗。需要特别指出的是，本发明所述的并网接口参数设计方法中的ABC相和N相的参数设计过程略有不同：1)对于ABC相，三相并网接口参数完全相同，按照上述步骤1～4所得到的(L₁、L₂、C、R)即为最终的并网接口参数；2)对于N相，按照上述步骤1～4所得到的并网接口参数(L₁、L₂、C、R)可推导出N相并网接口的等效阻抗，N相并网接口参数按照式(1)计算得到。

图5为所述并网接口具体实施框图。控制器采集网侧电流以及网侧输出电流送入电流内环得到控制IGBT通断的PWM脉冲信号；电压外环用于稳定直流侧电压在给定值附近。

图6为应用所述并网接口的仿真波形(纵轴为电流i，单位A；横轴为时间t，单位为s)。其中，图6(a)和(c)分别为A相和N相的逆变器侧输出电流仿真波形，(b)和(d)分别为A相和N相的网侧输出电流仿真波形。很明显，并网接口实现了较好的电流纹波抑制效果。

图7为N相滤波支路投入前后的动态仿真波形(纵轴为电流i，单位A；横轴为时间t，单位为s)。其中，i_sa、i_sn分别为A相和N相的网侧电流。从图中可以看出，N相滤波支路投入后，网侧纹波电流减小。

图8为验证所述并网接口纹波抑制效果的实验波形。可以看出，经过并网接口后，输出电流纹波减小，验证了所述方法的合理性。

图9为逆变器侧和网侧输出电流的FFT频谱对比，其中(a)为逆变器侧输出电流频谱，(b)为网侧输出电流频谱。可以看出，经过并网接口后，输出电流中的开关频次及整数倍分量大幅减小，起到了很好的纹波抑制效果。

图10为有源电力滤波器投入前后网侧电流畸变率对比，其中(a)为投入前，(b)为投入后。对比可知，有源电力滤波器投入运行后，网侧电流的电流畸变率由23.7％降为4.0％，分频次来看，基本上将所有单次谐波畸变率控制在了1％以下，起到了很好的谐波抑制效果。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口，其特征在于：包括逆变器侧电感、滤波支路和网侧电感，其中逆变器侧电感与网侧电感串联，滤波支路设置在逆变器侧电感与网侧电感之间，滤波支路由滤波电容和阻尼电阻串联组成，逆变器的ABCN四桥臂分别通过所述并网接口连接至电网。

2.一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口的参数设计方法，其特征在于：所述参数设计方法按照以下步骤进行：

步骤1：建立综合性能评价指标；

步骤2：通过约束条件建立不等式组，根据不等式求解出满足约束条件的综合性能评价指标的取值范围；

步骤3：根据并网接口参数与综合性能评价指标的关系式，对并网接口参数进行求解；

步骤4：通过仿真及实验验证步骤3中的并网接口参数的波纹抑制效果，确定并网接口参数的合理性。

3.根据权利要求2所述的一种三相四桥臂有源电力滤波器并网接口的参数设计方法，其特征在于：

在步骤1中，建立如下6组综合性能评价指标：

① $P_1=|G_{12}{|}_{s=\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_1}\&ap;|\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\}{|}_{s=\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_1}\&ap;(L_1+L_2)n{\mathrm{\&omega;}}_1$ ,n＝1,2,3...N，此处n取1

② $P_2={|G}_{12}{|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;\left|\right\{Z_1\left(s\right)Z_2\left(s\right)/Z_3\left(s\right)\}{|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;L_1{L}_{2}C{\mathrm{\&omega;}}_s^3$

③ $P_3=|G_{11}{|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;|Z_1\left(s\right){|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_s}\&ap;L_1{\mathrm{\&omega;}}_s$

④ $P_4=|Z_3\left(s\right){|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_1}\&ap;\frac{1}{C{\mathrm{\&omega;}}_1}$

⑤ $P_5=|G_{12}{|}_{s=j{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}\&ap;(L_1+L_2)\mathrm{CR}{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2=R/(1-\mathrm{\&alpha;})/\mathrm{\&alpha;},$ 其中α＝L₁/(L₁+L₂)

⑥ ${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{1}{L_{p}C}},{\mathrm{\&omega;}}_{01}=\sqrt{\frac{1}{L_{1}C}},$ L_p＝L₁L₂/(L₁+L₂)

其中：

P₁为所述并网接口谐波补偿频次阻抗；P₂为所述并网接口开关频次阻抗；P₃为所述并网接口逆变器侧开关频次阻抗；P₄为所述并网接口滤波支路的基波频次阻抗；P₅为所述并网接口的串联谐振频次阻抗；ω_res为所述并网接口的串联谐振频率；ω₀₁为所述并网接口的网侧并联谐振频率；G₁₁表征逆变器侧电压与逆变器侧电流之间的阻抗；G₁₂表征所述并网接口的阻抗；Z₁为所述并网接口的逆变器侧阻抗；Z₂为所述并网接口的网侧阻抗；Z₃为所述并网接口的滤波支路阻抗；L₁为所述并网接口的逆变器侧电感；L₂为所述并网接口的网侧电感；n为谐波补偿频次；N为谐波补偿电流的最高频次；ω₁为基波角频率；ω_s为开关频率；R为滤波支路的阻尼电阻；C为滤波支路的滤波电容。

并且有：

$C_{11}\left(s\right)=\frac{\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\}(1+\frac{Z_1\left(s\right)//Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})}{(1+\frac{Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})}$

$G_{12}\left(s\right)=\{Z_1\left(s\right)+Z_2\left(s\right)\}(1+\frac{Z_1\left(s\right)//Z_2\left(s\right)}{Z_3\left(s\right)})$

具体的，在步骤2中，建立约束条件如下：

约束条件①：I_rmsP₁≤mU_dc-E_rms

约束条件②：U_r/P₃≤I_r1，U_r/P₂≤I_r2

约束条件③：2ω_N＜ω_res＜0.5ω_s，2ω_gh＜ω₀₁

约束条件④：E₁/P₄＜I_c1，

约束条件⑤：P₅＞1，且1/3Cω_res＞R＞α(1-α)，1＞α≥0.5

其中：I_rms为有源电力滤波器四桥臂输出电流的额定值；E_rms为网侧电压；U_dc为直流侧电压；m为直流侧电压利用率；I_r1为逆变器侧开关频次纹波电流允许最大值；I_r2为网侧开关频次纹波电流允许最大值；U_r为开关频次纹波电压；ω_gh为电网电压谐波的最高频率；E₁为网侧电压的基波分量；I_c1为滤波支路流过的最大基波电流；ω_N为N次谐波补偿电流对应频率。

根据上述约束条件，计算出综合性能评价指标中P₁～P₄的极值：P_1max、P_2min、P_3min、P_4min，通过不断调整P₂、ω_res、α的取值，最终使得P₁、P₃、P₄、ω₀₁满足如下不等式组：2 -->

$\left\{\begin{array}{c}{P}_2\&GreaterEqual;P_{2\min }\\ 4{\mathrm{\&omega;}}_n^2<{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2<\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s^2}{4}\\ 1>\mathrm{\&alpha;}\&GreaterEqual;0.5\\ P_1={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\left(\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\&le;P_{1\max }\\ P_3={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\mathrm{\&alpha;}\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^2}\right)\&GreaterEqual;P_{3\min }\\ P_4=\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;}){\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^4{P}_2\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3{\mathrm{\&omega;}}_1}\right)\&GreaterEqual;P_{4\min }\\ {\mathrm{\&omega;}}_{01}^2={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2(1-\mathrm{\&alpha;})\&GreaterEqual;4{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{gh}}^2\end{array}\right.$

在步骤3中，将最终的P₂、ω_res、α代入下式：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_1={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2\mathrm{\&alpha;}\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\\ L_2={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^2{P}_2(1-\mathrm{\&alpha;})\left(\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}\right)\\ C=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_s^3}{\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;}){\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}^4{P}_2}\\ \frac{1}{3C{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}}>R>\mathrm{\&alpha;}(1-\mathrm{\&alpha;})\end{array}\right.$

从而求解出并网接口参数L₁、L₂、C，并选取满足约束条件的R；

根据上述步骤1～3分别求得ABC相并网接口的逆变器侧阻抗z₁、网侧阻抗z₂、滤波支路阻抗z₃和N相并网接口的等效阻抗z_{xn_eq}，N相并网接口阻抗通过下式求得：

z_xn＝z_{xn_eq}-z_x/3 x＝1,2,3

其中，z_xn为N相并网接口阻抗，z_{xn_eq}为N相并网接口的等效阻抗，z_x为ABC相并网接口阻抗，通过N相并网接口阻抗，从而求得N相并网接口参数；

在步骤4中，根据获得的并网接口参数进行仿真及实验验证，并不断调整P₂、ω_res、α的取值并最终获得理想的并网接口参数。3 -->