CN104485687A - 基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器pi谐振控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于电流连续模式(CCM)和电流断续模式(DCM)切换的光伏并网逆变器PI谐振的控制方法，当光伏逆变器输出并网电压V_o的绝对值高于或等于边界电压V_bo时，采用CCM模式的控制方式。反之，采用DCM模式的控制方式。在不同工作模式下，通过PI谐振控制器对交流小信号占空比进行调节，获得总的占空比。根据总占空比发出相应的PWM波控制前级mos管动作，使得光伏微逆变器实现并网输出。本发明提出的控制方法可有效消除并网电流过零点的谐波，提高逆变器的并网效率和并网质量。

Description

基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方法

技术领域

本发明属于新能源电控领域，尤其是一种光伏并网逆变器PI谐振控制方法。

背景技术

并网电流控制技术主要有传统的控制技术和基于现代控制理论的控制技术。其中传统的并网电流控制技术主要有PI控制、滞环控制、重复控制、预测电流控制、单周控制方法等。而基于现代控制理论的并网电流控制技术主要有模糊控制、滑模变结构控制、自适应控制等。对于现有的微型逆变器产品，由于要考虑到成本因素，基本都是采用具有算法简单、实现成本低、稳定性好的PI控制器，但是PI控制存在着两问题：难以实现参考正弦波的无静差跟踪和较差的抗干扰能力。因此提出了比例谐振(PR)控制，它能在固定频率处产生足够大的增益，实现无静差跟踪。但是由于模拟***元器件参数精度和数字***精度的限制，比例谐振(PR)控制器不易实现，而且当电网频率产生偏移时，就无法有效抑制电网产生的谐波。因此，在比例谐振控制的基础上，提出了一种易于实现的准比例谐振(PR)控制器，既可以保持比例谐振(PR)控制器的高增益，同时还可以有效减小电网频率偏移对逆变器输出电流的影响，但是准比例谐振谐振控制器不能抑制前级输入电流的直流分量，则本专利提出了PI谐振控制方法。

光伏逆变器有三种工作模式，电流断续模式(DCM)，电流临界连续模式(BCM)，电流连续模式(CCM)。目前针对光伏逆变器的模式研究时，通常是让逆变器工作在一种模式下。由于在单一模式下时，当输入功率比较低时，并网效率比较低，过零处的谐波会比较大。

发明内容

为了克服已有光伏逆变器单一模式方式当输入功率比较低时，并网效率比较低、过零处的谐波会比较大的不足，本发明提供一种有效地提高逆变器的并网效率、降低并网电流的谐波的基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方法，所述控制方法包括以下步骤：

(1)检测光伏输入电压V_pv，与基准电压30V进行比较，判断光伏输入电压是否高于30V，若高于30V，则执行步骤(2)，否则待机检测，直到光伏输入电压高于30V；

(2)检测逆变器输出电压V_o，并且比较V_o与边界电压V_bo的大小，其中边界电压V_bo为CCM模式与DCM模式切换时的临界电压；当逆变器输出电压|V_o|高于或者等于边界电压V_bo时，逆变器工作在CCM模式下，当|V_o|低于边界电压V_bo时，逆变器工作在DCM模式下；

(3)计算在DCM和CCM模式下的对应的稳态占空比D；

(4)通过滤波电路对反激式变压器原边电流进行滤波处理，检测经过滤波之后的原边电流i，并与基准电流i_pri做差分比较得到Δi＝i-i_pri；

(5)采用PI谐振控制器对Δi进行运算，计算得到交流小信号占空比d；

(6)将交流小信号占空比d与稳态占空比D相叠加，获得驱动电路所需的占空比控制器根据占空比发出相应的PWM波控制前级mos管S_m动作，从而改变反激式变压器的原边输入电流i的值；

(7)判断Δi是否小于ε，若Δi≤ε，则执行步骤(8)；若Δi>ε，则返回执行步骤(4)，ε为电流偏差的精度；

(8)控制光伏逆变器并网输出，之后返回步骤(1)。

进一步，所述步骤(2)中，V_bo是通过公式计算得到。

再进一步，所述步骤(4)中，所述基准电流是根据并网电压V_grid、光伏输入电压U_m、光伏输入电流I_m参数计算得出的，即基准电流

更进一步，所述步骤(5)中，通过将PI与准谐振控制器串联构成了用于反激并网逆变器实现并网输出的PI谐振控制补偿器，其传递函数G(s)为：

$G\left(s\right)=G_{\mathrm{pi}}\left(s\right)G_c\left(s\right)=K\frac{\frac{1}{S_z}s+1}{s}(K_p+\frac{2K_R\mathrm{\ωs}/Q}{s^2+\mathrm{\ωs}+/Q+{\left(2\mathrm{\ω}\right)}^2})$

其中，G_pi(s)表示PI控制器的传递函数，G_c(s)表示准谐振控制器的传递函数，K_p是谐振控制器的增益、Q为带宽系数、ω为谐振频率、K_R为谐振系数。

本发明的技术构思为：采用两种工作模式切换的控制方式，可以有效地提高逆变器的并网效率，降低并网电流的谐波。

本发明的有益效果主要表现在：可以解决微型逆变器并网输出在过零处的谐波畸变的问题，同时可以有效减小电网频率偏移对逆变器输出电流的影响，抑制前级输入电流的直流分量，提高逆变器的并网效率，降低并网电流的THD值。

附图说明

图1是本发明的基于PI谐振控制算法的程序控制流程图。

图2是本发明的微型光伏逆变器工作原理图。

图3是本发明的微型光伏逆变器在电流连续模式(CCM)下的工作电流图。

图4是本发明的微型光伏逆变器在电流断续模式(DCM)下的工作电流图。

图5是本发明的PI谐振控制器的bode图。

图6是谐振控制器的bode图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

参照图1～图6，一种电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方法,控制步骤如下：

检测光伏输入电压V_pv，设定基准电压V_st为30V，光伏输入电压V_pv与基准电压V_st做比较，判断光伏输入电压V_pv是否高于30V，若高于30V，则控制器可以正常工作，否则待机检测，直到光伏输入电压V_pv高于30V。

检测逆变器输出电压V_o，并且比较V_o与边界电压V_bo的大小，其中边界电压V_bo为CCM模式与DCM模式切换时的临界电压。f是开关频率，n是匝数比，L_m是变压器电感，R是电网等效阻抗，V_pv是光伏输入电压。

当|V_o|＜V_bo时，微型光伏逆变器工作在DCM模式下，对应的占空比为D_DCM，当|V_o|≥V_bo时,微型光伏逆变器工作在CCM模式下，对应的占空比为D_CCM。

运用状态空间平均法可以求解获得在CCM模式和DCM模式下的占空比稳态解，如下式所示

$D_{\mathrm{CCM}}=\frac{V_o}{V_o+n{V}_{\mathrm{pv}}};$

$D_{\mathrm{DCM}}=2\sqrt{\frac{L_m{I}_{\mathrm{in}}f}{V_{\mathrm{pv}}}}\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|.$

其中V_o是微型逆变器的并网输出电压，L_m是变压器电感，I_in是光伏输入电流的有效值，ω是并网电压的角频率。

基准电流是根据并网电压V_grid、光伏输入电压U_m、光伏输入电流I_m等参数计算得出的，基准电流通过RC滤波电路对反激式变压器原边电流进行滤波处理，滤波电路的传递函数为检测经过滤波之后的原边电流i，将滤波后的原边电流i与基准电流i_pri进行比较，则可以得到Δi＝i-i_pri。采用PI谐振控制器对Δi进行运算，计算得到交流小信号占空比d。即d＝Δi*G(s)。

将交流小信号占空比d与稳态占空比D相叠加，获得驱动电路所需的占空比即控制器根据占空比发出相应的PWM波控制前级mos管S_m动作，从而改变反激式变压器的原边输入电流i_in的值，控制电路如图2所示

根据i与i_pri的差值Δi是否小于ε来启动PI谐振控制器。若Δi＝i-i_pri>ε,则说明总的占空比不符合要求，则需要返回再检测反激式变压器的原边电流i，并调整总的占空比若Δi≤ε，反激式变压器的原边电流在允许的范围之内，则可以使微型光伏逆变器输出电流达到并网的要求。

当微型光伏逆变器工作在CCM模式下时，工作电流如图3所示，当微型光伏逆变器工作在在DCM模式下时，工作电流如图4所示。

在本发明中，PI谐振控制设计的具体步骤如下所示：

在工程上广泛运用的控制器为PI控制器，它有两个参数决定，比例系数与积分系数，其控制传递函数：

$G_{\mathrm{pi}}=k_p+k_i\frac{1}{s}$

式中，k_p为比例系数，k_i为积分系数。

其中，比例调节的作用是按比例反应***的偏差，***一旦出现了偏差，比例调节立即产生调节作用以减少偏差。比例作用大，可以加快调节，减少误差，但是过大的比例，使***的稳定性下降，甚至造成***的不稳定。积分调节作用是使***消除稳态误差，提高无差度。因为有误差，积分调节就进行，直到将误差消除，积分调节停止。积分作用的强弱取决于积分时间的常数Ti，Ti越小，积分的作用就越强。反之，Ti越大则积分作用就越弱，加入积分调节可使***稳定性下降，动态响应变慢。积分作用与比例作用进行组合，就组成了PI控制器。

由于本发明将通过传递函数的零点与增益进行讨论，因此，需要将上式转化为下式形式： $G_{\mathrm{pi}}\left(s\right)=k_p+k_i\frac{1}{s}=K\frac{\frac{1}{S_z}s+1}{s}$

式中，K＝k_i为PI控制器的增益，S_Z＝k_p/k_i为PI控制器的零点。

在PI控制的基础上再引入一个二阶震荡环节将能实现目标函数sin²(ωt)的无静差跟踪。但由于引入二阶震荡环节会出现难以实现参考正弦波的无静差跟踪和较差的抗干扰能力等问题，因此，需要对二阶震荡环节进行改进，将2ω²/(s²+4ω²)转换为准谐振控制器：

$G_c\left(s\right)=K_p+\frac{2K_R\mathrm{\ωs}/Q}{s^2+\mathrm{\ωs}/Q+{\left(2\mathrm{\ω}\right)}^2}$

式中，K_R为谐振频率ω处的电压放大倍数，K_p是谐振控制器的增益；Q是带宽系数，决定谐振控制器的带宽。

至此，通过将PI与准谐振控制器串联构成了用于反激并网逆变器实现并网输出的PI谐振控制补偿器，其传递函数为：

$G\left(s\right)=G_{\mathrm{pi}}\left(s\right)G_c\left(s\right)=K\frac{\frac{1}{S_z}s+1}{s}(K_p+\frac{2K_R\mathrm{\ωs}/Q}{s^2+\mathrm{\ωs}+/Q+{\left(2\mathrm{\ω}\right)}^2})$

式中准谐振控制器的四个参数K_p、带宽系数Q、谐振频率ω、谐振系数K_R影响的是100rad/s谐振频率处的幅频特性与相频特性，具体为：K_p与稳态性能和抗干扰性能有关，K_p越大，稳态增益越大，谐振峰越小，截止频率越高；带宽系数Q决定谐振频率ω处带宽，Q越大，带宽越大；谐振系数K_R决定谐振频率ω处增益，K_R越大，谐振尖峰越大，相角裕度就越小。图5为PI谐振控制器的bode图，图6为谐振控制器的bode图。从图5中可知，PI谐振控制器在100rad/s处的幅值裕度带宽变大，相位裕度的变化相对比较缓慢；从图6中可知，谐振控制器在100rad/s处幅值裕度中带宽比较窄，相位裕度变化剧烈。因此PI谐振算法相比谐振控制算法更加容易实现，而且由于PI谐振控制器带宽范围变大，当电网频率产生偏移时，也可以实现对电网谐波的抑制，降低并网电流的THD值。

本实施例中，微型光伏逆变器的工作原理图如图2所示，该逆变器采用反激式变换的拓扑结构，所述光伏逆变器包括光伏电池PV、去耦电容C_pv、前级功率开关管S_m、反激变压器TR、副边输出二极管D和输出电容C_o，所述去耦电容C_pv与光伏电池PV并联，所述光伏电池PV的一端与反激变压器TR的原边一端连接，所述反激变压器TR的原边另一端与所述前级功率开关管S_m的源极连接，所述前级功率开关管S_m的漏极与所述光伏电池PV的另一端连接，所述前级功率开关管S_m的栅极与PWM发生器连接，所述前级功率开关管S_m的漏极与滤波器连接，所述滤波器与用于比较电流i与基准电流i_pri的差值Δi是否小于电流偏差的精度ε的电流比较器连接，所述电流比较器的输出与PI谐振控制器的输入端连接，所述PI谐振控制器的输出端与所述PWM发生器连接；所述反激变压器TR的副边的一端与所述副边输出二极管D的正极连接，所述副边输出二极管D的负极、所述反激变压器TR的副边的另一端分别与输出电容C_o的两端连接，所述输出电容C_o的两端与全桥逆变电路连接，所述全桥逆变电路的输出端与滤波电路连接，所述滤波电路的输出端为逆变器的输出端。

反激式光伏微型并网逆变器的基本工作原理是前级光伏电池输出的直流电经开关管Sm调制后生成正弦半波，然后由4个IGBT组成的全桥电路进行电网换流，然后经过滤波器滤波后输送给电网进行并网。而控制***的基本原理是首先检测前级输入电流i_in，经滤波后获得电流i与基准电流i_pri比较，可以获得Δi，再经PI谐振调整，最后经过PWM波发生器，将PWM信号发送给mos管S_m端。

Claims (4)

1.一种基于电流连续模式和电流断续模式切换的光伏并网逆变器PI谐振控制方法，其特征在于：所述控制方法包括以下步骤：

(1)检测光伏输入电压V_pv，与基准电压30V进行比较，判断光伏输入电压是否高于30V，若高于30V，则执行步骤(2)，否则待机检测，直到光伏输入电压高于30V；

(2)检测逆变器输出电压V_o，并且比较V_o与边界电压V_bo的大小，其中边界电压V_bo为CCM模式与DCM模式切换时的临界电压；当逆变器输出电压|V_o|高于或者等于边界电压V_bo时，逆变器工作在CCM模式下，当|V_o|低于边界电压V_bo时，逆变器工作在DCM模式下；

(3)计算在DCM和CCM模式下的对应的稳态占空比D；

(4)通过滤波电路对反激式变压器原边电流进行滤波处理，检测经过滤波之后的原边电流i，并与基准电流i_pri做差分比较得到Δi＝i-i_pri；

(5)采用PI谐振控制器对Δi进行运算，计算得到交流小信号占空比d；

(6)将交流小信号占空比d与稳态占空比D相叠加，获得驱动电路所需的占空比控制器根据占空比发出相应的PWM波控制前级mos管S_m动作，从而改变反激式变压器的原边输入电流i的值；

(7)判断Δi是否小于ε，若Δi≤ε，则执行步骤(8)；若Δi>ε，则返回执行步骤(4)，ε为电流偏差的精度；

(8)控制光伏逆变器并网输出，之后返回步骤(1)。

2.如权利要求1所述的基于电流连续模式和电流断续模式切换的逆变器PI谐振控制方法，其特征在于：所述步骤(2)中，V_bo是通过公式计算得到，其中，f是开关频率，n是匝数比，L_m是变压器电感，R是电网等效阻抗，V_pv是光伏输入电压。

3.如权利要求1或2所述的基于电流连续模式和电流断续模式切换的逆变器PI谐振控制方法，其特征在于：所述步骤(4)中，所述基准电流是根据并网电压V_grid、光伏输入电压U_m、光伏输入电流I_m参数计算得出的，即基准电流 $i_{\mathrm{pri}}=\frac{\left|V_{\mathrm{grid}}\right|}{220*\sqrt{2}}{I}_m.$

4.如权利要求1或2所述的基于电流连续模式和电流断续模式切换的逆变器PI谐振控制方法，其特征在于：所述步骤(5)中，通过将PI与准谐振控制器串联构成了用于反激并网逆变器实现并网输出的PI谐振控制补偿器，其传递函数G(s)为：

$G\left(s\right)=G_{\mathrm{pi}}\left(s\right)G_c\left(s\right)=K\frac{\frac{1}{S_z}s+1}{s}(K_p+\frac{{2K}_R\mathrm{\ωs}/Q}{s^2+\mathrm{\ωs}/Q+{\left(2\mathrm{\ω}\right)}^2})$

其中，G_pi(s)表示PI控制器的传递函数，G_c(s)表示准谐振控制器的传递函数，K_p是谐振控制器的增益、Q为带宽系数、ω为谐振频率、K_R为谐振系数。